如果你已经看完了《单管反激电路》中普通定频反激的内容，这份文档将和你熟悉的普通反激逐项对比来讲解 QR 反激。
本文目标：让你在面试中既能讲清 QR 的原理，也能说清楚它和普通反激的工程差异。
第一章 QR 反激的基本原理
1. 从普通反激到 QR：为什么要变？
先回顾普通定频反激 MOSFET 开通时的状态。
在普通固定频率 DCM 反激中，MOSFET 的开通是由固定频率时钟决定的。不管关断后 Vds 波形处于什么位置，只要时钟到了就开通。这就导致一个结果——MOSFET 经常在 Vds 还很高的时候被硬打开。
硬开通的代价是：
- MOS寄生电容$C_{oss}$ 中储存的能量 $E = \frac{1}{2}C_{oss}V_{ds}^2$ 在开通瞬间被 MOSFET 内部耗散掉（称为 Coss 损耗）
- 高频下这个损耗相当可观
- 同时产生较大的 dv/dt，增加 EMI
QR 反激的核心思想：不要固定在时钟时刻开通，而是等待 Vds 谐振到最低点（谷底）时再开通。这样 Vds 最低，$C_{oss}$ 损耗最小，dv/dt 也最小。
这就是”准谐振”这个名字的来源——它不是像 LLC 那样让电流谐振过零，而是只让 Vds 谐振到谷底，所以是”准”谐振。
2. QR 反激一个完整的工作周期
QR 反激的一个开关周期分四个阶段（对照普通反激的 DCM 来看会很好理解）：
图里 $I_{ds}$ 是 MOSFET 导通时的原边电流，$I_D$ 是 MOSFET 关断后副边二极管电流，$V_{ds}$ 是漏源电压；$t_{ON}$ 对应导通储能，$t_D$ 对应副边退磁，退磁结束后 $V_{ds}$ 才开始谐振并出现谷底。
阶段一：MOSFET 导通期
和普通反激完全一样。输入直流母线加在变压器初级绕组上，初级电流线性上升，能量储存在变压器气隙中。副边二极管反偏，负载由输出电容供电。
$$ \frac{di_p}{dt} = \frac{V_{dc}}{L_p} $$
阶段二：退磁期（副边导通期）
MOSFET 关断后，变压器极性反转，副边二极管正偏导通，储存的能量释放到输出端。Vds 被钳位在 $V_{dc} + V_{or}$ 附近，叠加漏感尖峰。
这一步和普通 DCM 反激没有区别。
阶段三：谐振期（QR 的核心特征）
当副边电流降到零（退磁完成）时，副边二极管自然关断。此时变压器初级绕组不再被反射电压钳位，励磁电感 $L_m$ 和 MOSFET 的输出电容 $C_{oss}$（以及绕组寄生电容）形成 LC 谐振回路，Vds 开始围绕 $V_{dc}$ 做正弦振荡。
谐振频率近似为：
$$ f_{ring} = \frac{1}{2\pi\sqrt{L_m \cdot C_{eq}}} $$
其中 $C_{eq}$ 是 $C_{oss}$ 与绕组寄生电容的等效并联电容。
这个振荡的波谷最低电压理论值可以低至：
$$ V_{valley} \approx V_{dc} – V_{or} $$
但实际上由于阻尼，不一定能到这么低。
阶段四：谷底检测与开通
控制芯片通过 ZCD 引脚持续监测辅助绕组上的电压，当检测到 Vds 处于波谷时，发出 MOSFET 开通信号。此时 Vds 最低，开通损耗最小。
这就是 QR 最关键的区别：不是时钟决定开通，而是 ZCD 检测谷底决定开通。
3. QR 与 DCM 的核心区别
这是面试最高频的问题之一。
| 对比项 | 普通 DCM 定频反激 | QR 反激 |
|---|---|---|
| 频率 | 固定（由 RT/CT 决定） | 变频（随负载和输入电压变化） |
| 开通时机 | 固定时钟，随机位置 | 在 Vds 谷底 |
| 控制方式 | 定频 PWM | 变频 PWM（谷底开通触发） |
| 频率 vs 负载 | 不变 | 随负载变化：从重载到中轻载常先升高，极轻载再折返/跳周期降频 |
| Vds 波形 | 有谐振，但不一定能谷底开通 | 有谐振，保证谷底开通 |
一句话记住：Vds 有谐振不等于 QR——DCM 也有谐振。QR 的核心是两个条件：变频 + 谷底开通。
图中重点看 $V_{DS}$：DCM 会在退磁结束后出现自由振铃；CCM 因为副边电流没有降到零，下一周期前没有完整谷底；BCM 刚好在副边电流降到零附近进入下一周期，是 QR 谷底开通的基础。这里的 ADI 图主要用于对比三种工作模式的 $V_{DS}$ 形态，具体的谷底检测位置看后面的 ZCD/DET 波形图。
BCM 可以看成 DCM 的边界：副边电流刚好降到零，马上进入下一周期。QR 则是在 DCM/BCM 的基础上，等 Vds 谷底再开通。
4. 谷底数的概念
退磁结束后，$V_{ds}$ 会继续围绕母线电压自由振铃，形成第 1 个、第 2 个、第 3 个……谷底。控制器选择第几个谷底开通，这个数字就叫 谷底数。
重载时，导通储能时间和副边退磁时间占掉大部分周期，通常更接近第 1 或第 2 个谷底开通。轻载时，退磁结束后的空闲时间变长，控制器可能跳过前几个谷底，在第 3、第 4 甚至更后面的谷底开通；极轻载时还可能进入跳周期或 Burst。
先记住一个容易混淆的结论：谷底数变大本身不是升频，而是等待更久、周期变长、频率下降。至于为什么 QR 从重载到中轻载时又常常会先升频，这和输出功率、单次储能、$t_{on}$、$t_{demag}$、$t_{wait}$ 的共同变化有关，下一章集中讲。
面试追问
Q：QR 反激和 LLC 谐振有什么区别？ A：QR 只有 Vds 谐振，电流仍然是反激 PWM 的分段线性电流，本质还是 PWM 变换器；LLC 是电压和电流都谐振，是频率调制（PFM），变压器励磁电感和漏感都参与谐振工作。
Q：谷底电压能到 0V 吗？ A：理论最低到 $V_{dc} – V_{or}$，但实际上受阻尼、MOS 体二极管和寄生钳位限制，很难真正到 0V。在同一个输入母线下，反射电压 $V_{or}$ 取得越高，谷底电压越低，开通损耗越小；但 $V_{or}$ 也会抬高 MOSFET 关断应力，所以要和耐压裕量一起权衡。
第二章 输出功率、谷底数与频率特性
前面讲谷底开通时，只回答了“什么时候开”。这一章回答另一个更容易混的问题：负载变化以后，QR 的频率为什么不是单调变化？
先给结论：
重载区：随着负载变轻 -> Ton/Tdemag 变短 -> 频率上升
中轻载区：频率升到上限 -> 芯片开始限频或固定频率
轻载区：继续变轻 -> 跳谷、降频、跳周期或 Burst -> 平均开关次数下降所以 QR 频率和负载的关系，通常不是一条简单直线，而是先升、到顶、再折返/间歇。
1. 一个周期先拆成三段
QR 的一个有效开关周期可以先按时间拆开：
Ton：MOS 导通，原边储能
Tdemag：MOS 关断，副边退磁放能
Twait：退磁结束后，等待某一个 VDS 谷底写成公式就是：
$$ T_s=t_{on}+t_{demag}+t_{wait} $$
$$ f_{sw}=\frac{1}{T_s} $$
BCM 只是 $t_{wait}\approx0$ 的边界情况；进入 DCM、跳谷或轻载间歇工作后，$t_{wait}$ 会变长。
这个公式本身不难，真正容易乱的是：负载变化时，控制器不是只改一个变量。它既可以改变单次脉冲传多少能量，也可以改变单位时间发多少个脉冲。
单次储能近似为：
$$ E_{cycle}=\frac{1}{2}L_p I_{pk}^2 $$
平均输出功率可以粗略理解成：
$$ P_{out}\approx \eta \cdot E_{cycle}\cdot f_{sw} $$
也就是说，输出功率变小时，控制器有两类手段：
1. 每个脉冲少传一点能量：降低 Ipk，Ton 变短
2. 单位时间少发一点脉冲：拉长等待、跳谷、跳周期或 Burst把这两个手段分清，后面就不乱了。
2. 重载到中载：频率为什么会升高
先看还处在 QR-mode 的区域，也就是每个有效脉冲仍然按谷底开通，没有明显进入跳周期或 Burst。
负载从重载变轻时，输出需要的平均功率下降。反馈会降低峰值电流目标：
负载变轻 -> Ipk 目标降低 -> Ton 缩短Ton 缩短以后，变压器这一周期储进去的能量少了，副边退磁也会更快结束：
单次储能减少 -> 副边电流更快降到 0 -> Tdemag 缩短在这一段里，$t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 缩短得很明显，而 $t_{wait}$ 还没有被故意拉得很长，所以总周期 $T_s$ 变短，频率就会上升。
这就是最容易反直觉的地方：
负载变轻，不一定马上降频；
在 QR 自然工作区里，负载变轻常常先升频。这里的升频不是因为“谷底数变多”，而是因为储能和退磁这两段时间先变短。
3. 频率到顶以后：控制器不会让它一直升
如果继续减小负载，理论上 $t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 还能继续缩短，频率还可能继续往上爬。但实际芯片不会让频率无限升高，因为高频会带来：
- MOSFET 驱动损耗增加
- $C_{oss}$ 开通损耗增加
- 变压器磁芯损耗增加
- EMI 频段变得更难处理
所以很多 QR 控制器会设置一个最高频率。频率碰到上限以后，芯片就不再按自然 QR 规律继续升频，而是切到固定频率、限频或其他轻载控制策略。
4. 谷底数变大：本质是拉长等待
退磁结束以后，VDS 的谷底是一个接一个出现的。第 1 个谷底、第 2 个谷底、第 3 个谷底之间，隔着一段谐振时间。
所以如果控制器从第 1 个谷底改到第 3 个谷底开通，本质上就是：
等待时间 Twait 变长
-> 一个有效周期变长
-> 单次有效开关频率下降因此要把两句话分清：
QR 从重载到中载可能升频：因为 Ton/Tdemag 先变短。
谷底数变大本身是降频：因为 Twait 被拉长。这两句话不矛盾，它们说的是不同阶段、不同变量。
5. 轻载到空载：降低的是平均开关次数
到了更轻载，单次脉冲需要传的能量已经很小。如果还用很高频率一直打脉冲，待机损耗会不好看。这时芯片会进一步减少平均开关次数，常见方式有：
- 谷底锁定 / 跳谷：不在前几个谷底开通，等后面的谷底
- VCO / 频率折返：负载越轻，频率越往下调
- 跳周期 Skip：不是每个周期都发脉冲
- Burst / AB 模式：发一串脉冲后停一段时间
这里的“频率”也要分清：
脉冲串内部的瞬时频率：可能仍然不低
单位时间平均开关次数：明显下降空载功耗主要看后者。所以轻载策略的目标不是让每个脉冲都很慢，而是让平均脉冲数量少下来。
6. 用图把整条曲线串起来
下面这张图是某类 QR 控制器的负载-频率策略。横轴 $P_o$ 从左到右变大，所以看“负载变轻”时，要从右往左看。
从右往左看：
QR-mode：重载区。负载变轻时，Ton/Tdemag 缩短，频率上升。
FF-mode：频率到达上限后，进入固定频率区，比如图中的 175kHz。
VCO-mode：继续变轻后，频率开始往下折返。
MF-mode：维持较低固定频率，比如图中的 25kHz。
AB-mode：更轻载/空载时，进入间歇或突发工作。图里的模式名称和阈值不是所有芯片都一样，不要死记 175kHz、25kHz 这些数字。真正要记的是趋势：
重载到中载：常常先升频
中轻载：触发最高频率限制
轻载到空载：折返、跳周期或 Burst，平均开关次数下降7. 典型频率范围
工程上常见的大致范围如下：
| 工况 | 常见频率表现 | 说明 |
|---|---|---|
| 满载、最低输入 | 30~50 kHz | 传能量大，Ton 和 Tdemag 长，频率低 |
| 中载 | 频率上升 | 单次储能减少，退磁变快 |
| 中轻载 | 达到最高频率限制 | 可能固定在 100~175kHz 一类上限，取决于芯片 |
| 轻载 / 空载 | Foldback / Skip / Burst | 平均开关次数下降，降低待机损耗 |
频率折返后，QR 在轻载/空载时的功耗可以做到很低，但如果 Burst 重复频率落入 20Hz~20kHz，人耳就可能听到变压器啸叫。解决思路包括：选择 Burst 频率更高的芯片、优化变压器浸漆、适当加假负载，避免工作点落在啸叫区间。
面试追问
Q：为什么 QR 从重载到轻载，频率有时会先升高？ A：准确说是从重载到中载时可能先升高。负载变轻后，峰值电流目标降低，$t_{on}$ 变短；单次储能减少，$t_{demag}$ 也变短。在还没有明显跳谷或 Burst 前，总周期变短，所以频率可能先升高。
Q：谷底数增加是不是说明频率升高？ A：不是。谷底数增加说明控制器等待了更后面的谷底，$t_{wait}$ 变长，单次周期变长，频率下降。中轻载升频主要来自 $t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 先缩短，而不是谷底数增加。
Q：QR 反激的最高频率和最低频率怎么确定？ A：最低频率通常出现在满载最低输入时，常见约 30~50kHz，太低会让变压器压力变大。最高频率通常出现在中轻载附近，由芯片最高频率限制决定。到极轻载后，芯片会通过频率折返、跳周期或 Burst 降低平均开关次数，所以最高频率通常不在空载点。
第三章 QR 控制芯片与 ZCD 检测电路
1. QR 控制芯片长什么样？（以 NCP1207 为例）
QR 控制芯片的引脚定义和普通 UC3842 有明显差异。以最常见的 NCP1207 为例：
| 引脚号 | 名称 | 功能 | 对比 UC3842 |
|---|---|---|---|
| 1 | FB | 电压反馈输入 | ✅ 相同，接光耦 |
| 2 | CS | 电流采样输入 | ✅ 相同，接采样电阻 |
| 3 | ZCD | 零电流/谷底检测 | ❌ 新引脚，UC3842 没有 |
| 4 | GND | 地 | ✅ 相同 |
| 5 | DRV | 驱动输出 | ✅ 相同（UC3842 是 6 脚） |
| 6 | VCC | 供电 | ✅ 相同 |
| 7 | NC | 空脚 | — |
| 8 | HV | 高压启动 | ❌ 新引脚，内建高压启动 |
关键差异总结：
- ✅ 相同部分：FB（反馈）、CS（电流采样）、DRV（驱动）、VCC/GND
- ❌ UC3842 有而 QR 芯片没有：RT/CT（频率设定引脚）——因为 QR 是变频，不需要外部振荡器
- ❌ QR 芯片新增引脚：ZCD（谷底检测）、HV（高压启动，有些芯片内置高压启动无需外部启动电阻）
别的 QR 控制芯片（如 L6565、UCC28600、NCP1250）引脚可能不同，但原理是一样的。
2. ZCD 检测电路详解
这是 QR 反激和普通反激最直观的外围电路差异。
图中 $V_{AUX}$ 是辅助绕组电压，$V_{DET}$ 是分压后送到检测脚的电压；右侧波形里标出的 Valley Detection 就是控制器判断 $V_{ds}$ 到谷底并准备下一次开通的位置。
电路结构
ZCD 引脚通过一个电阻分压网络连接到变压器的辅助绕组：
- 辅助绕组的同名端需要和次级绕组方向一致
- 分压电阻通常由两颗电阻组成：一颗上拉（到辅助绕组），一颗下拉（到地）
- 有些芯片会在 ZCD 引脚内部或外部串联限流电阻
工作原理
- 退磁期间：辅助绕组电压与次级绕组耦合，输出正电压，ZCD 引脚检测到高电平
- 退磁结束：副边电流降到零，所有绕组电压开始自由谐振
- 谷底检测：辅助绕组电压随 Vds 谐振而变化，当其电压下降到芯片内部设定的阈值（通常约 0.7V~1V 左右，需查阅数据手册确认）时，芯片判断 Vds 已到达谷底，发出开通信号
电阻分压计算
假设辅助绕组在退磁期间的峰值电压为 $V_{aux\_pk}$，芯片 ZCD 引脚允许的最大输入电压为 $V_{zcd\_max}$，则分压比需要满足：
$$ \frac{R_{lower}}{R_{upper} + R_{lower}} \times V_{aux\_pk} < V_{zcd\_max} $$
典型设计中，ZCD 分压电阻在几十 kΩ 量级。
ZCD 消隐时间
MOS 关断、开通以及副边二极管恢复时，漏感、Coss、绕组间寄生电容和布线寄生电感会使辅助绕组检测信号出现尖峰或高频振铃；这些信号不代表真实退磁结束或 VDS 谷底，芯片会在短时间内忽略 ZCD/CS 检测，避免误触发。因此 QR 芯片在每次 MOSFET 开通后会有一小段 ZCD 消隐时间（通常几百纳秒），在此期间忽略 ZCD 引脚的所有信号。
3. 高压启动（HV）引脚
很多 QR 控制芯片内建了高压启动电路（如 NCP1207 的 HV 脚），可以直接连接高压直流母线（310V 左右）。
相比普通反激用外部启动电阻（100kΩ 从母线取电给 VCC电容充电），内建高压启动有两个优点：
- 静态功耗接近零：启动完成后内部高压 MOSFET 关断，不像外部电阻那样一直消耗功率
- 省一个启动电阻：减少 BOM
4. 和普通反激控制芯片的外围对比
| 功能模块 | 普通反激（UC3842） | QR 反激（NCP1207） |
|---|---|---|
| 频率设定 | RT/CT 外部电阻电容 | 不需要（变频靠 ZCD） |
| 启动电路 | 外部启动电阻（100kΩ） | 内置 HV 高压启动（部分芯片） |
| 谷底检测 | 无 | 辅助绕组 → 分压电阻 → ZCD |
| 反馈 | FB/COMP（Type-II 补偿） | FB（通常内部有补偿） |
| 电流采样 | ISENSE + RC 滤波 | CS + RC 滤波（基本一致） |
| 斜坡补偿 | 需要（D>50%） | 不需要（始终工作在 DCM/BCM） |
面试追问
Q：ZCD 引脚上的分压电阻怎么算？ A：核心原则是退磁期间 ZCD 引脚电压不能超过芯片允许的最大值。先确认辅助绕组的退磁峰值电压，然后用电阻分压将其降到芯片 ZCD 引脚额定范围以内。电阻值通常取几十 kΩ 级别，太小了芯片功耗大，太大了抗干扰差。具体阈值需查对应芯片的数据手册。
Q：如果 ZCD 电阻开路或短路会怎样？ A：开路 → ZCD 检测不到信号 → 芯片无法判断退磁是否结束 → 芯片可能进入保护模式或按内部定时器强行开通 → QR 功能失效。短路 → ZCD 引脚电压异常 → 可能损坏芯片或误触发保护。
Q：QR 芯片的 FB 引脚和 UC3842 的 FB 有什么不同？ A：功能上都是接收光耦反馈来的电压信号，但很多 QR 芯片会让 FB 同时参与峰值电流阈值、最大频率限制或轻载折返策略，具体要看芯片内部控制方式。UC3842 这类传统电流模式 PWM 芯片里，FB 主要影响峰值电流阈值。
第四章 QR 反激的功率级与 RCD 吸收
1. 功率级主电路
QR 反激的功率级电路和普通反激几乎一模一样。还是那四个部分：
- 输入整流滤波：整流桥 + 大电解电容 → VBUS。✅ 完全一样
- 主开关管（MOSFET）：漏极接变压器初级，源极接采样电阻到地。✅ 完全一样
- 变压器：一个初级绕组、一个或多个次级绕组、辅助绕组。🔶 变压器参数设计不同（下章详细讲）
- 输出整流滤波：肖特基二极管 + 电容阵列。✅ 完全一样
一句话：功率级拓扑没有变，变的只是控制方式和变压器参数。
2. MOSFET 选型差异
QR 反激的 MOSFET 选型和普通固定频率反激相比，主要关注两点：电流峰值和开通损耗。
电流应力更大
由于 QR 反激通常工作在 DCM/BCM 附近，原边电流每周期会回到零，因此在同等输出功率下，峰值电流通常会高于 CCM 反激设计。
以 60W 为例，普通 CCM 反激的原边峰值电流可能约为： $I_{pk} \approx 1.47A$
而 QR/BCM 反激中，原边峰值电流可能达到：$I_{pk} \approx 2.0A \sim 2.5A$
因此 MOSFET 选型时不能只看平均电流，还要重点关注：
- 脉冲峰值电流能力
- $R_{DS(on)}$ 导通损耗
- 封装散热能力
- CS/OCP 阈值下的实际限流点
电压应力：最高耐压类似，但开通损耗不同
MOSFET 关断时承受的最高电压，QR 反激和普通反激类似，主要由以下几部分组成
$$ V_{DS(max)} \approx V_{dc(max)} + V_{or} + V_{spike} $$
其中：
- $V_{dc(max)}$ 是输入整流后的最高母线电压
- $V_{or}$ 是输出电压反射到原边的反射电压
- $V_{spike}$ 是漏感尖峰，由漏感能量和 RCD/TVS 吸收网络决定
所以在耐压选型上，QR 反激仍然要按最高母线电压、反射电压和漏感尖峰来留裕量。
真正不同的是开通瞬间的 $C_{oss}$ 损耗。
普通固定频率反激通常不等待 VDS 谐振谷底，MOSFET 可能在较高的 $V_{DS}$ 下硬开通；QR 反激则利用退磁后的 VDS 谐振，在谷底附近开通，从而降低开通损耗。
但 QR 反激通常只是 valley switching，不等同于严格 ZVS。谷底电压不一定为 0V，如果谷底仍有几十伏甚至上百伏，MOSFET 开通时仍要耗散 $C_{oss}$ 上残留的能量：
$$ P_{Coss} \approx \frac{1}{2} C_{oss} \cdot V_{turn-on}^{2} \cdot f_{sw} $$
其中：
- 普通反激中，$V_{turn-on}$ 是 MOSFET 实际开通瞬间的 $V_{DS}$
- QR 反激中，$V_{turn-on}$ 通常接近谷底电压 $V_{valley}$
- ZVS 条件下，$V_{turn-on}$ 才近似为 0V
因此，QR 反激选 MOSFET 时，不仅要看耐压和导通电阻，还要关注：
- $C_{oss}$ / $E_{oss}$ 是否较低
- 谷底开通时的实际 $V_{DS}$
- 中轻载时频率升高带来的 $C_{oss}$ 损耗
- 频率折返、跳谷或 Burst 后的轻载损耗表现
3. RCD 吸收电路
和普通反激基本相同
RCD 吸收的拓扑结构完全一致：快恢复二极管（FR107/UF4007）+ 吸收电容（CBB 薄膜电容）+ 泄放电阻。
需要微调的地方
QR 变频特性下，RCD 的泄放电阻设计需要重新考虑：
- 重载低频时：每个周期漏感能量大，RCD 吸收的功率集中，电阻温升压力大
- 中轻载高频时：每个周期漏感能量小，但频率高，总的吸收功率可能和重载差不多
实际操作：用和普通反激相同的方法初算，然后在最低输入电压、满载工况下实测 Vds 尖峰，根据尖峰幅度微调 RCD 参数。
和普通反激 RCD 对比
| 项目 | 普通反激 | QR 反激 |
|---|---|---|
| 电路结构 | 完全相同 | 完全相同 |
| 元器件类型 | FR107 + CBB + 电阻 | FR107 + CBB + 电阻 |
| 设计方法 | 基于漏感能量计算 | 基于漏感能量计算（方法相同） |
| 调试要点 | 测最高输入时的 Vds | 测最低输入+满载时的 Vds |
| 特殊考虑 | 无 | 频率变化导致 RCD 平均功耗随工况变化 |
面试追问
Q：QR 反激的 RCD 和普通反激设计方法一样吗？ A：计算方法一样，都是根据漏感能量和钳位电压算电阻和电容。但 QR 需要关注最低输入电压、满载时的工况，因为此时的峰值电流最大，漏感能量最大。
普通反激当然也可以测最低输入+满载，但 MOSFET 最高 Vds 通常由最高输入决定；QR 不是不用测最高输入，而是因为变频和谷底开通，会额外关注低压满载、频率变化点和 RCD 功耗。
Q：QR 反激可以不要 RCD 吗？ A：不可以。漏感能量始终存在，和是否 QR 无关。除非使用有源钳位或其他漏感能量回收拓扑，否则必须有 RCD 或 TVS 来限制漏感尖峰。
第五章 QR 反激的变压器设计原则
1. QR 变压器和普通反激有没有本质区别？
拓扑结构上没有本质区别。QR 反激仍然是普通反激功率级：MOSFET 导通时原边励磁电感储能，MOSFET 关断后副边二极管导通，能量释放到输出端。匝比、反射电压、$B_{max}$、窗口面积、漏感、绝缘、温升这些基本设计项目都一样要算。
真正不同的是控制器选择的工作点。普通固定频率反激可以设计成 DCM、BCM 或 CCM；QR 反激为了等退磁结束后的 VDS 谐振谷底开通，通常要求下次开通前已经完成退磁，因此主要工作在 DCM/BCM 区域。
图中 $I_{PRI}$ 是原边/MOSFET 电流，只在 MOSFET 导通期间上升；$I_{SEC}$ 是副边整流二极管电流，只在 MOSFET 关断、变压器向副边释放能量期间下降。DCM 中 $I_{SEC}$ 先降到 0，后面还有空闲时间；CCM 中下一周期开始前 $I_{SEC}$ 还没降到 0；BCM 中 $I_{SEC}$ 刚好降到 0 就进入下一周期。
这里还有一个重要影响：DCM/BCM 反激中，副边二极管电流会在下一次 MOSFET 开通前自然下降到 0，因此二极管是在接近零电流条件下关断，反向恢复电流和关断尖峰较小。CCM 中二极管在仍有电流时被强迫反偏，反向恢复压力更大，更容易带来尖峰、振铃、额外损耗和 EMI 问题。
QR 需要退磁结束后的自由谐振窗口。如果工作在典型 CCM 状态，退磁还没结束就进入了下一个周期，VDS 没有完整谷底可检测，QR 控制就失去意义。
2. QR 的 $L_p$ 到底更小还是更大？
这句话必须带比较对象：
| 比较对象 | $L_p$ 关系 | 说明 |
|---|---|---|
| QR/BCM vs 同功率 CCM 普通反激 | QR 的 $L_p$ 通常更小 | CCM 电流不回零，纹波小，靠较大 $L_p$ 降低峰值电流；QR/BCM 电流回零，峰值电流更高，通常用较小 $L_p$ 在合理频率内传能。 |
| QR vs 同样 DCM 的普通固定频率反激 | 不一定明显更小 | 两者都按每周期储能传功率，差异主要来自频率、谷底等待、控制器限频和峰值电流限制。 |
| QR 变压器体积 vs 普通反激体积 | 不一定更小 | $L_p$ 小不等于变压器小。磁芯尺寸还取决于 $I_{pk}$、$I_{rms}$、窗口铜损、温升、漏感、气隙和最低频率设计点。 |
所以严谨说法是：
相对于同功率 CCM 普通反激，QR/BCM 的励磁电感通常更小、峰值电流更大；但 QR 变压器体积不一定更小，实际尺寸需要按储能、铜损、温升和频率范围综合校核。
3. QR 设计的通用时间关系
QR 的周期一般写成：
$$ T_s=t_{on}+t_{demag}+t_{valley} $$
其中 $t_{valley}$ 是退磁结束后等待谷底的时间。BCM 只是 $t_{valley}\approx0$ 的边界情况；高线、轻载、跳谷时，$t_{valley}$ 会变长，电路进入 DCM/跳谷工作。
伏秒平衡始终成立：
$$ V_{dc}t_{on}=V_{or}t_{demag} $$
DCM/BCM 都可以按每周期储能估算输入功率：
$$ P_{in}=\frac{1}{2}L_p I_{pk}^2 f_{sw} $$
区别在于时间分配。BCM 下：
$$ T_s\approx t_{on}+t_{demag} $$
DCM 或跳谷时：
$$ T_s=t_{on}+t_{demag}+t_{valley} $$
因此第七章的 60W 算例会采用这种写法：先用低线满载、第一谷底/近似 BCM 做一阶估算，再用 $t_{valley}$ 修正 DCM 或跳谷工况。
4. 设计时要避免的误解
- 误解 1：QR 变压器一定更大。 不一定。QR 的峰值电流更高，可能带来更高 RMS 和窗口压力，但磁芯尺寸要看 AP、温升和频率设计点。
- 误解 2：QR 的 $L_p$ 一定比所有普通反激小。 不一定。只在和 CCM 普通反激对比时，QR/BCM 的 $L_p$ 通常更小；如果普通反激本身也是 DCM，差异可能不大。
- 误解 3：用 $D=V_{or}/(V_{dc}+V_{or})$ 就能算所有 QR 工况。 这个式子只适合低线满载、近似 BCM、忽略谷底等待的一阶估算。真实 QR 还要考虑 $t_{valley}$、跳谷、频率钳位和 Burst。
面试追问
Q：QR 反激的变压器和普通反激是不是没区别？ A：结构上没本质区别，还是反激变压器；区别在设计工作点。QR 要等退磁后的 VDS 谐振谷底开通，所以通常按 DCM/BCM 设计，并校核谷底等待、频率范围和峰值电流。
Q：为什么有人说 QR 变压器会更大？ A：他说的多半是变压器体积或磁芯余量，不是 $L_p$ 数值。QR 峰值电流高、RMS 和铜损压力可能更大，若最低频率设计得很低，磁芯 AP 可能需要更大。但这不等于 QR 的励磁电感比 CCM 普通反激更大。
第六章 QR 反激的优势与局限
1. 优势
✅ 谷底开通 → 开关损耗低
这是 QR 最大的价值。在 Vds 最低点开通时，$C_{oss}$ 上储存的能量最少，开通损耗显著低于普通硬开关。中载工况下效率可以比普通反激高 2~3 个百分点。
✅ 没有次谐波震荡问题
QR 始终工作在 DCM 或 BCM，电流模式控制的次谐波震荡只在 CCM + D>50% 时出现。QR 天然工作于 DCM/BCM，所以不需要斜坡补偿，电流内环始终稳定。
✅ EMI 相对容易处理（开通部分）
谷底开通时 Vds 较低，开通瞬间的 dv/dt 比硬开关小，开通引起的 EMI 噪声较小。不过关断时的 EMI 还是和普通反激相当。
✅ 中轻载/待机效率好于定频 CCM 反激
在真实控制芯片中，QR 不会让频率随着负载变轻而无限升高。进入极轻载或空载后，芯片通常会启用频率折返、跳谷开通或跳周期模式，使平均开关次数下降。这样既保留了谷底开通的低开通损耗，又降低了驱动损耗和空载损耗，所以中轻载/待机效率通常优于定频 CCM 反激。
2. 局限
❌ 峰值电流大 → 器件应力大
同样功率下，QR 的峰值电流是普通 CCM 反激的 1.5~2 倍。这导致：
- MOSFET 需要更高的额定电流
- 电流采样电阻的功耗更大
- 变压器铜损更大（$I_{rms}^2 \cdot R$）
- 输出电容的纹波电流更大
❌ 变频 → EMI 滤波器设计更复杂
频谱是分散的，不像定频反激那样集中在基频和其谐波上。共模电感、X 电容的设计需要覆盖更宽的频段。
❌ 中轻载频率攀升 → 驱动损耗和磁损可能增加
QR 从满载往中轻载过渡时，单次传能减少，$t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 往往会先缩短，等效开关频率可能上升。在进入频率折返、跳谷或跳周期之前，较高的开关频率会增加 MOSFET 驱动损耗和磁芯损耗。因此 QR 的轻载效率优势并不是天然覆盖所有轻载区间，而是依赖控制器在更轻载区域及时折返或跳周期。
❌ 满载频率低 → 变压器体积可能偏大
满载目标频率越低，每个周期需要处理的能量越大，磁芯 AP、窗口铜损和温升压力都会上升。因此 QR 不能只为了降低开关损耗而把最低频率压得过低，否则变压器体积可能反而偏大。
3. 典型应用场景
QR 反激最适合哪些场景？
- 电视/显示器电源：中载（正常观看）时间长、效率要求高，QR 很合适
- LED 驱动电源：恒流输出，对 EMI 有要求，QR 的软开关特性有优势
- 中等功率适配器（30~100W）：对效率有要求但不愿用成本更高的 LLC
- 需要宽输入电压范围的场景
不适合的场景：
- 大功率（>200W）：峰值电流太大，不如用半桥 LLC + PFC
- 要求超低待机功耗的场景：需要用更复杂的 burst 模式控制
面试追问
Q：QR 反激和 LLC 谐振哪个效率高？ A：一般而言 LLC 效率更高，因为 LLC 是真正的软开关（ZVS），电流也是正弦波，开关损耗和 EMI 都更优。但 LLC 的缺点是成本高、控制复杂、不适合宽电压输出。QR 反激是一个”效率可以接受 + 成本可控”的折中方案。
Q：QR 反激变压器会更容易饱和吗？ A：不会天然更容易饱和，但需要按新的工作点重新计算。QR 峰值电流更大、$L_p$ 通常更小，$B_{max} = L_p \cdot I_{pk} / (N_p \cdot A_e)$ 的计算方式不变。只要把 $B_{max}$ 控制在合理范围（例如 0.25T~0.3T），就不会饱和。气隙不能简单说一定比 CCM 大或小，应根据目标 $L_p$、匝数、磁芯 $A_L$、储能量和温升重新确定；相对于 CCM 普通反激，QR/BCM 往往 $L_p$ 更小、$I_{pk}$ 更高，实际磁芯和气隙尺寸需要综合校核。
第七章 60W QR 反激设计实例（对比普通反激）
这一章和普通反激文章中的第六章做平行对比，同样的规格，但使用 QR 反激设计。
设计规格（相同）
- 输入电压：220Vac ± 20%（176~264Vac）
- 输出规格：12V / 5A（60W）
- 预估效率：85%
- 设计模式：QR 反激，低线满载按近似 BCM/第一谷底做一阶估算，再校核 DCM/谷底等待
关键设计参数对比
先给一个整体对比，让读者建立直观印象：
| 参数 | 普通定频反激（CCM 示例） | QR 反激（低线满载近似 BCM 示例） |
|---|---|---|
| 开关频率 | 65 kHz 固定 | 30~130 kHz 变频 |
| 工作模式 | CCM（$K_{rp}=0.45$） | DCM/BCM/跳谷；低线满载按近似 BCM 初估 |
| 纹波系数 $K_{rp}$ | 0.45 | 低线 BCM 初估可近似为 1.0 |
| 反射电压 $V_{or}$ | 90V | 85~95V（接近） |
| 最大占空比 / 低线 BCM 导通比例 | 31% | ~31%（低线满载、第一谷底近似） |
| 初级电感量 $L_p$ | 1.44 mH | ~0.55~0.60 mH |
| 初级峰值电流 $I_{pk}$ | 1.47 A | ~2.2 A |
| 初级 RMS 电流 $I_{p(rms)}$ | 0.643 A | ~0.73 A |
| 匝数比 $n$ | 7.14（43:6） | ~7.14（若同取 $V_{or}=90V$） |
| 斜坡补偿 | 需要（D>50%时） | 不需要 |
| 启动电路 | 外部 100kΩ 电阻 | 内部 HV 启动（视芯片） |
| 频率设定 | RT/CT 外部 RC | ZCD 检测 + 内部振荡器 |
详细设计过程
1. 反射电压 $V_{or}$ 和 QR 设计点
QR 反激可以重新选择反射电压来调整导通时间、MOSFET 电压应力和谷底电压。这里为了和普通反激文章平行对比，仍取：
$$ V_{or}=90V $$
沿用第二章的模型，正常 QR 反激并不是全工况都工作在 BCM。设计时通常先选一个便于计算的基准点，再校核其他工况。
这里把基准点选在低线满载、近似 BCM/第一谷底开通。此时退磁后的谷底等待很短，可先近似：
$$ T_s\approx t_{on}+t_{demag} $$
伏秒平衡始终成立：
$$ V_{dc}t_{on}=V_{or}t_{demag} $$
所以低线满载近似 BCM 时，导通比例可以写成：
$$ D_{BCM}=\frac{t_{on}}{t_{on}+t_{demag}}=\frac{V_{or}}{V_{dc(min)}+V_{or}} $$
代入 $V_{dc(min)}=200V$、$V_{or}=90V$：
$$ D_{BCM}=\frac{90}{200+90}\approx0.31 $$
注意：这里的 $D_{BCM}$ 只是低线满载、近似 BCM 边界时的导通比例，不是 QR 在所有输入和负载下的固定占空比。
2. 输入功率和峰值电流
$P_{in} = \frac{P_{out}}{\eta} = 70.6W$
QR 反激在 DCM/BCM 中，每周期先把能量存入励磁电感，再在关断期间释放到副边。因此输入功率可以按每周期储能估算：
$$ P_{in} = \frac{1}{2} \cdot L_p \cdot I_{pk}^2 \cdot f_{sw} $$
这里 $L_p$、$I_{pk}$、$f_{sw}$ 互相制约，不能只靠普通 CCM 反激的占空比公式直接算完。工程上通常先确定一个设计点：例如在最低输入、满载时，目标最低频率为：
$$ f_{sw(min)}=45kHz $$
一阶估算：低线满载接近 BCM
若低线满载接近 BCM 或第一谷底开通，可暂取 $t_{valley}\approx0$：
$$ t_{on}\approx\frac{D_{BCM}}{f_{sw(min)}}=\frac{0.31}{45000}\approx6.89\mu s $$
原边导通期间电流从 0 线性上升到 $I_{pk}$，输入平均电流满足：
$$ I_{in(avg)}=\frac{1}{2}I_{pk}D_{BCM} $$
所以：
$$ P_{in}=V_{dc(min)}\cdot\frac{1}{2}I_{pk}D_{BCM} $$
得到峰值电流：
$$ I_{pk}=\frac{2P_{in}}{V_{dc(min)}D_{BCM}}=\frac{2\times70.6}{200\times0.31}\approx2.28A $$
再由电流斜率：
$$ L_p = \frac{V_{dc(min)} \cdot t_{on}}{I_{pk}} $$
代入：
$$ L_p=\frac{200\times6.89\mu}{2.28}\approx0.60mH $$
也可以把上面几步合并为：
$$ L_p=\frac{V_{dc(min)}^2D_{BCM}^2}{2P_{in}f_{sw(min)}} $$
这个公式不是 QR 的全工况通用公式，而是低线满载、近似 BCM/第一谷底开通时的一阶估算。
DCM/谷底等待修正
如果实际 QR 在该工况下已经存在明显谷底等待，周期应写成：
$$ T_s=t_{on}+t_{demag}+t_{valley} $$
由伏秒平衡可得：
$$ t_{on}=\left(\frac{1}{f_{sw}}-t_{valley}\right)\cdot\frac{V_{or}}{V_{dc}+V_{or}} $$
然后再用：
$$ I_{pk}=\frac{2P_{in}}{V_{dc}t_{on}f_{sw}} $$
$$ L_p=\frac{V_{dc}t_{on}}{I_{pk}} $$
例如同样取 $f_{sw}=45kHz$，但退磁结束后还等待 $t_{valley}=1\mu s$：
$$ t_{on}=\left(\frac{1}{45000}-1\mu s\right)\cdot\frac{90}{200+90}\approx6.59\mu s $$
此时：
$$ I_{pk}=\frac{2\times70.6}{200\times6.59\mu\times45000}\approx2.38A $$
$$ L_p=\frac{200\times6.59\mu}{2.38}\approx0.55mH $$
可以看到，在相同功率和频率下，若存在谷底等待，真正用于储能和退磁的时间变短，峰值电流会上升，所需 $L_p$ 会下降。因此 QR 设计应先用低线满载 BCM 做初估，再用实际谷底数、频率限制和波形迭代确认。
3. 初级 RMS 电流（三角波）
QR/BCM 下原边电流是回零三角波，只在 MOSFET 导通期间存在。一阶估算时：
$$ I_{p(rms)}=I_{pk}\sqrt{\frac{D_{on}}{3}} $$
若最低输入满载近似 BCM，取 $D_{on}\approx D_{BCM}=0.31$：
$$ I_{p(rms)}=2.28\times\sqrt{\frac{0.31}{3}}\approx0.733A $$
如果实际存在谷底等待或跳谷，需要使用实际的 $D_{on}=t_{on}/T_s$，不能继续把 $D_{BCM}$ 当成全周期占空比。
对比 CCM 的 0.643A，确实更大。
4. 匝数比
和普通反激方法一样，取 $V_d = 0.6V$：
$$ n = \frac{V_{or}}{V_o + V_d} = \frac{90}{12.6} \approx 7.14 $$
如果先试取 $N_s = 9$ 匝（次级），则：
$$ N_p = 9 \times 7.14 \approx 64 匝 $$
这样可以和后面按 $B_{max}$ 计算得到的初级匝数保持一致。
5. 磁芯选型
用 AP 法。和普通反激的区别：$I_{pk}$ 更大、$I_{rms}$ 更大，所以需要的 AP 值略大。
$$ AP = \frac{L_p \cdot I_{pk} \cdot I_{p(rms)} \cdot 10^4}{B_{max} \cdot K_u \cdot J} $$
代入 $L_p=0.6mH$、$I_{pk}=2.28A$、$I_{rms}=0.733A$、$B_{max}=0.25T$、$K_u=0.2$、$J=400A/cm^2$：
$$ AP \approx \frac{0.6 \times 10^{-3} \times 2.28 \times 0.733 \times 10^4}{0.25 \times 0.2 \times 400} = \frac{10.03}{20} \approx 0.50 cm^4 $$
EE28 的 $AP=0.705 cm^4$，仍然够用。
6. 计算初级匝数
$$ N_{p(min)} = \frac{L_p \times I_{pk}}{B_{max} \times A_e} = \frac{0.6 \times 10^{-3} \times 2.28}{0.25 \times 86 \times 10^{-6}} \approx 63.6 匝 $$
取 $N_p = 64$ 匝。
反算 $B_{max(actual)} = \frac{0.6 \times 10^{-3} \times 2.28}{64 \times 86 \times 10^{-6}} \approx 0.249T$ ✅
7. 最终设计参数对比汇总
| 参数 | 普通 CCM 反激 | QR 反激 |
|---|---|---|
| 磁芯 | EE28 | EE28（相同或略大） |
| $L_p$ | 1.44 mH | ~0.60 mH |
| $N_p$ | 100T | 64T |
| $N_s$ | 14T | 9T |
| $N_a$ | 17T | ~11T |
| $I_{pk}$ | 1.47 A | 2.28 A |
| $I_{p(rms)}$ | 0.643 A | 0.733 A |
| 气隙 | ~0.75mm | 需按 $A_L$ 实算，通常接近或重新优化 |
（注：上表为一阶估算。正式设计还需要根据实际磁芯 $A_e$、窗口面积、$A_L$、漏感、温升、RCD 损耗、芯片频率限制和实测谷底数继续迭代。）
面试追问
Q：QR 反激的变压器比普通反激的小吗？ A：不一定。虽然 $L_p$ 更小，但峰值电流更大，磁芯储能 $E = \frac{1}{2}L_pI_{pk}^2$ 和 CCM 是同等级的。AP 法算出的磁芯尺寸接近。不过在相同磁芯下，QR 的匝数更少（因为 $L_p$ 小），绕制更容易，窗口利用率更好。
Q：为什么 QR 的次级匝数会比普通 CCM 设计少？ A：匝数比 $n$ 仍由反射电压和输出电压决定，本质上没有变。这里次级匝数变少，是因为 QR 一阶设计得到的 $L_p$ 更小，按同样 $B_{max}$ 计算出的初级匝数也更少；在相同匝比下，次级匝数就随之减少。但实际设计时要注意：次级匝数太少会导致每匝伏特数高、绕组取整误差变大，也可能影响交叉调整率和整流应力。
第八章 常见故障与调试指南
1. QR 反激最常见的故障模式
故障一：谷底开通失效
现象：GATE 脉冲不在 Vds 的谷底，而在波峰或半山腰开通。
原因：
- ZCD 检测电路异常（分压电阻开路、短路、焊接不良）
- ZCD 消隐时间设置不当
- 辅助绕组相位接反
排查：示波器 CH1 测 Vds（高压差分探头），CH2 测 GATE，双通道同时观察，看 GATE 脉冲和 Vds 谷底是否对齐。
故障二：频率不随负载变化
现象：轻载和重载时开关频率基本不变。
原因：
- ZCD 检测不到退磁结束信号，芯片退回到内部定时器工作模式（相当于变成了普通定频）
- ZCD 引脚电压异常
排查：改变负载，观察频率是否变化。如果不变化，检查 ZCD 引脚波形。
故障三：轻载啸叫
现象：轻载或空载时变压器发出可听频段的啸叫声。
原因：如前所述，QR 在极轻载或空载进入 burst 模式，burst 频率落入人耳可听范围。
排查：用示波器看 Vds 波形，观察是否出现周期性的脉冲串+死区。测量 burst 频率。
故障四：打嗝保护（VCC 锯齿波）
现象：VCC 电压反复上下波动，输出电压周期性建立又跌落。
原因：
- 输出过流/短路 → 触发保护 → 重启 → 再次保护
- 辅助供电绕组故障 → VCC 无法维持
- 反馈环路异常
排查：与普通反激的打嗝排查方法相同。用 Single 触发测 VCC 启动波形，看是启动失败还是保护重启。
故障五：空载输出电压虚高
和普通反激的原因基本相同：空载时能量消耗太小，假负载不足，反馈环路在轻载下工作点不合适。
2. 示波器测量要点
QR 反激的测量和普通反激基本一致，多了几个需要特别关注的点：
| 测量项 | 关注点 | 说明 |
|---|---|---|
| Vds + GATE（双通道） | 谷底开通是否对齐 | 最重要的测量，确认 QR 功能正常 |
| Vds Persist（余辉） | 谷底数随负载变化 | 看谷底叠加，验证变频特性 |
| FB 引脚 | 电压随负载变化 | 判断反馈环路是否正常 |
| ZCD 引脚 | 波形幅度和形状 | 注意：ZCD 引脚电压不能超过芯片额定值 |
| 频率 | 是否随负载变化 | 用示波器的频率测量功能 |
面试追问
Q：怎么用示波器判断 QR 是否正常工作？ A：三个关键点：
（1）双通道看 Vds + GATE，GATE 脉冲应在 Vds 最低点；
（2）改变负载看频率是否变化（通常是从重载到中轻载频率上升，极轻载再折返）；
（3）用 Persist 余辉模式看谷底数量——负载越轻，通常越容易看到更多谷底或跳周期；重载更接近第 1 谷底附近。
Q：QR 反激的 ZCD 引脚波形应该是什么样的？ A：退磁期间是正的方波（辅助绕组耦合次级电压），退磁结束后变成正弦谐振波形（Lm + Coss 振荡），波谷对应 Vds 的波谷。
第九章 7.20 实测波形补充：把理论和板上现象对上
本节来自 7.20测试.xlsx 的实测记录。测试条件如下：
| 工况 | 负载 |
|---|---|
| 满载 | 12V 1.5A，VBL 80V 0.43A |
| 轻载 | 12V 0.1A，VBL 0.01A |
| 输入 | 90Vac 和 264Vac |
这组图不要只看“有没有波形”，要按下面的顺序看：
- 先看
VDS：判断退磁结束后有没有振铃、下一次开通是不是靠近谷底。 - 再看
Ids：判断 MOS 导通电流的宽度、峰值、脉冲间隔怎么随输入和负载变化。 - 最后用
Gate和DB101辅助确认：Gate 对应控制器实际发出的驱动，DB101 对应副边二极管导通/反向耐压状态。
1. VDS 波形：看退磁、空闲振铃和谷底等待
| 90Vac 满载 VDS | 90Vac 轻载 VDS |
|---|---|
 |  |
| 峰值约 282V | 峰值约 296V |
| 264Vac 满载 VDS | 264Vac 轻载 VDS |
|---|---|
 |  |
| 峰值约 550V | 峰值约 560V |
VDS 波形可以分成三个区间看：
MOS 导通：VDS 被拉到低电平
MOS 关断、次级二极管导通：VDS 抬高到 Vin_dc + 反射电压，并叠加漏感尖峰
退磁结束后：变压器Lm 和 Coss/寄生电容自由振铃，QR 控制器选择谷底附近再开通实测补充：VDS 高平台上的两个向下尖尖
实测 VDS 时，有时会看到 MOS 关断后不是简单的”尖峰 → 平台 → 振铃”，而是在高平台上出现两个向下扎的小尖点。它们要和最后的自由振铃分开理解：最后平台掉下去后的振铃，才是退磁结束后 $L_m$ 与 $C_{oss}$、绕组寄生电容形成的自由谐振；高平台上的两个下尖点仍处在副边导通/退磁阶段附近。
第一个下尖尖通常出现在漏感尖峰之后、VDS 回到反射电压平台附近时。它更偏向于漏感能量被 RCD 吸收后，RCD 钳位二极管退出导通、钳位状态释放造成的瞬态下冲。它和漏感大小、MOS 的 $C_{oss}$、RCD 二极管恢复特性、RCD 电容电压以及原边功率回路寄生电感都有关系。
第二个下尖尖通常出现在退磁平台中后段，更像副边整流回路或辅助绕组状态变化引起的平台扰动。比如某一路副边/辅助绕组电流先减小或退出导通，原边看到的等效反射电压发生轻微切换，再叠加副边漏感、整流二极管结电容/恢复特性和绕组寄生参数，就会在 VDS 平台上表现为一个向下的小尖点。多路输出反激中，这种现象会更明显。
优化时不要只盯着一个元件改，建议按下面顺序判断：
1. 同时测 VDS 和 RCD 钳位电容/钳位二极管节点
如果第一个下尖尖和 RCD 节点动作同步，优先优化 RCD 参数和钳位二极管。
2. 改变各路输出负载
如果第二个下尖尖的位置或幅度随某一路负载变化，优先检查该路副边整流回路、辅助绕组或多路输出耦合。
3. 测副边整流二极管两端波形
如果某个二极管在同一时刻出现反向尖峰或振铃，可以考虑优化二极管型号、并联 RC 吸收、缩小二极管到输出电容的回路面积。
4. 检查测量方式
VDS 属于高 dv/dt 节点，探头地线过长、接地点不对，也可能把尖点放大。高压差分探头或短地弹簧测量会更可信。简单判断：第一个下尖尖更偏原边漏感/RCD 钳位退出；第二个下尖尖更偏副边整流/辅助绕组换流或多路输出耦合。RCD 对第一个通常更有效，对第二个不一定明显。
90Vac 满载时，VDS 高平台之后很快进入下一次低电平，空闲振铃不明显。这说明满载低压输入下，每个周期要传的能量大，导通时间和退磁时间占满了大部分周期，工作点更靠近 BCM 或第一个谷底附近。
90Vac 轻载时，退磁结束后出现很长一串衰减振铃。负载轻以后，每周期需要传的能量少，控制器不用每次都紧接着开通，会等待后面的谷底，甚至进入跳周期/突发工作。所以你看到的不是“异常振铃”，而是 DCM/QR 轻载下很典型的空闲谐振。
264Vac 满载时，VDS 峰值明显升高到约 550V，这是因为高压输入整流后的母线电压更高，MOS 关断时的电压大致是：
$$ V_{DS,off} \approx V_{in,dc} + V_{or} + V_{leakage} $$
输入从 90Vac 提到 264Vac 后，$$V_{in,dc}$$ 本身就高很多，所以 VDS 峰值自然上升。图中还能看到每个关断平台之间有振铃，说明它不是 CCM 连续电流状态，而是仍有退磁结束后的空闲谐振，只是脉冲更密、更窄。
264Vac 轻载时，VDS 的空闲振铃更长，和 90Vac 轻载一样，也是退磁结束后 Lm + Coss 的自由振荡。轻载不是靠连续传能，而是靠减少有效脉冲、等待更多谷底或突发工作来降低平均功率。
2. Ids 波形：为什么是这种尖脉冲/斜坡形状
| 90Vac 满载 Ids | 90Vac 轻载 Ids |
|---|---|
 |  |
| 峰值约 1.76A，占空比 28.01% | 峰值约 1.58A，占空比 5.640% |
| 264Vac 满载 Ids | 264Vac 轻载 Ids |
|---|---|
 |  |
| 峰值约 1.96A，占空比 8.729% | 峰值约 1.76A，占空比 7.679% |
Ids 是 MOSFET 导通时的原边电流。MOS 打开后，整流母线电压加在变压器初级励磁电感上，所以原边电流按近似直线斜坡上升：
$$ \frac{di_p}{dt} = \frac{V_{in,dc}}{L_p} $$
MOS 关断后，原边磁化电流不再通过 MOS 漏源通道流动，主要能量转移到副边二极管和输出端，因此 Ids 的主电流会快速回到接近 0。关断瞬间仍可能看到窄尖峰或振铃，它们主要来自 Coss 充放电、漏感能量被 RCD/TVS 吸收、布线寄生、电流探头带宽以及触发/量测阈值等因素，不应把每一个尖峰都当成稳定的原边导通电流。
3. Gate 波形：确认控制器实际在怎样发脉冲
| 90Vac 满载 Gate | 90Vac 轻载 Gate |
|---|---|
 |  |
| 高电平约 19.2V | 高电平约 19.0V |
| 264Vac 满载 Gate | 264Vac 轻载 Gate |
|---|---|
 |  |
| 高电平约 19.0V | 高电平约 19.2V |
Gate 波形用来确认控制器有没有正常发出驱动。满载时脉冲更连续，轻载时脉冲更稀疏，这和 VDS/Ids 的观察能对上。
表里 Gate 低电平读数约 5V 左右，这个值不能直接理解成 MOS 没有关断。它可能和测量参考、探头设置、示波器自动测量阈值、屏幕偏置有关。真正判断 MOS 是否关断，应测 Vgs，也就是 Gate 对 Source，而不是只看 Gate 对某个不确定参考点的自动最小值。
4. 为什么 90Vac 满载和轻载占空比变化大，而 264Vac 没有类似变化
这里讨论的是 Gate 波形上的导通占空比，也就是 MOS 实际被驱动导通的时间比例，而不是 Ids 自动测量读数。直接套第二章的时间模型来看：
Gate 高电平时间 Ton：MOS 导通、初级储能
退磁时间 Tdemag：MOS 关断、副边二极管导通传能
空闲等待 Tidle：退磁结束后，控制器等谷底、跳周期或进入轻载间歇Gate 上看到的占空比可以理解为：
$$ D_{gate} = \frac{T_{on}}{T_{on}+T_{demag}+T_{idle}} $$
实际 Gate 波形会变，是因为 QR 反激不是固定频率 PWM，而是峰值电流控制、谷底开通和轻载/极轻载跳周期共同作用。负载变轻后，控制器需要传的平均功率变小，会同时做两件事：
1. 降低单次导通需要的能量，Ton 可能变短
2. 退磁结束后不急着下一次开通，Tidle 变长，甚至跳过若干个谷底90Vac 满载时，输入母线低，原边电流上升斜率小：
$$ \frac{di_p}{dt} = \frac{V_{in}}{L_p} $$
要传满载功率，Gate 必须给更长的 Ton，而且周期之间不能等太久，所以 Tidle 很小，波形接近 BCM/第一谷底开通。到了 90Vac 轻载，所需功率大幅下降，Ton 会缩短，同时控制器会等更多谷底或跳周期，Tidle 明显变长。于是 Gate 占空比的分子变小、分母变大，变化自然很明显。
264Vac 时，输入母线本来就高，原边电流上升很快，满载下所需 Ton 已经比较短；高线下本来的导通比例也更小。负载从满载变轻载时，控制器更多是改变 Gate 脉冲的间隔、谷底数和跳周期密度，而单个 Gate 高电平宽度的比例变化没有 90Vac 那么夸张。所以你会看到 264Vac 满载和轻载的 Gate 占空比变化不如 90Vac 明显。
一句话总结：90Vac 下，满载需要“长 Ton + 少等待”，轻载变成“短 Ton + 长等待”，所以 Gate 占空比变化大；264Vac 下，Ton 原本就短，调功更多体现在脉冲间隔和跳周期上，所以 Gate 占空比变化看起来没那么大。
5. DB101 波形：副边二极管电压为什么高线更大
| 90Vac 满载 DB101 | 90Vac 轻载 DB101 |
|---|---|
 |  |
| 约 +12.8V / -21.2V | 约 +12.8V / -18.0V |
| 264Vac 满载 DB101 | 264Vac 轻载 DB101 |
|---|---|
 |  |
| 约 +19.0V / -44.0V | 约 +18.0V / -47.0V |
DB101 是 12V 输出支路的副边整流二极管。MOS 关断、变压器向副边释放能量时，DB101 正向导通，输出端得到能量；MOS 导通、初级储能时，副边二极管反偏，所以二极管两端会出现反向电压。
264Vac 条件下 DB101 的负向电压明显比 90Vac 大，是正常趋势。输入母线越高，变压器绕组上的电压应力和副边反向应力也会随之增加。这里 264Vac 下约 -44V 到 -47V，90Vac 下约 -18V 到 -21.2V，说明高线输入时二极管反向耐压压力更大。做器件选型或故障判断时，不能只按 90Vac 波形估算副边二极管耐压。
DB101 波形和 VDS 看起来相似，是因为两者都来自同一个变压器绕组电压的反射，但二者的参考点和钳位条件不同，不能简单认为一个就是另一个按匝比缩放。按一个周期分段看会更清楚：
MOS 导通：初级加 Vin_dc 储能，副边绕组极性使 DB101 反偏
MOS 关断：副边绕组极性翻转，DB101 正向导通，输出端得到能量
退磁结束：副边电流降到 0，DB101 关断，副边节点进入自由振铃这里先把符号定义清楚：Np 是初级绕组匝数，Ns 是 12V 副边绕组匝数。变压器电压比满足：
$$ \frac{V_p}{V_s} = \frac{N_p}{N_s} $$
所以初级电压反射到副边时，要乘的是 $\frac{N_s}{N_p}$；副边电压反射到初级时，要乘的是 $\frac{N_p}{N_s}$。
也就是说，如果只看电压幅值：
$$ \frac{V_{in,dc}}{|V_s|} = \frac{N_p}{N_s} $$
或者反过来写：
$$ \frac{|V_s|}{V_{in,dc}} = \frac{N_s}{N_p} $$
不要把这两个比值写反。DB101 阳极对副边地的负压幅值，本质上就是初级 Vin_dc 反射到副边后的绕组电压幅值。
如果测量点是 DB101 阳极对副边地，也就是图中这种有 +12V 平台、又有负压的波形，则 MOS 导通时 DB101 阳极大约被拉到：
$$ V_{DB101,A} \approx -\frac{N_s}{N_p}V_{in,dc} $$
此时二极管真正承受的反向电压大约是：
$$ V_{R,DB101} \approx V_o + \frac{N_s}{N_p}V_{in,dc} + V_{spike} $$
所以 264Vac 时 DB101 的负压更深，不是二极管异常，而是高线下输入母线被反射到副边后更高。你这组数据里，90Vac 约 -18V ~ -21.2V，264Vac 约 -44V ~ -47V，这个趋势和公式一致。
MOS 关断后，DB101 正向导通，阳极被输出电容钳在：
$$ V_{DB101,A} \approx V_o + V_F $$
所以 90Vac 图里看到约 +12.8V 平台是合理的。264Vac 图中 +18V ~ +19V 更像是正向导通平台上叠加了开关尖峰、振铃或示波器自动读数影响，不能直接理解成输出电压真的升到了 18V。
退磁结束以后，DB101 电流降到 0，二极管关断，副边绕组不再被输出电容通过二极管钳住。这一段对应 VDS 后半段的 DCM 空闲振铃。区别是：
VDS 后半段：主要围绕 Vin_dc 附近振铃，由 Lm 与 MOS Coss/绕组寄生电容形成
DB101 后半段：若测阳极对副边地，主要围绕 0V 附近振铃，同时叠加初级振铃按匝比耦合过来的成分因此，DB101 的后半段振铃和 VDS 的后半段振铃“同源”，都是退磁结束后变压器绕组进入自由谐振；但中心电压不同。VDS 的中心是直流母线附近，DB101 阳极的中心更接近副边地附近。
前沿尖峰也要分开理解。VDS 关断瞬间的峰值近似是：
$$ V_{DS,peak} \approx V_{in,dc} + V_{or} + V_{leakage\ spike} $$
DB101 反偏瞬间的尖峰则主要叠加在二极管反向电压上，来源包括副边漏感、二极管反向恢复/结电容、走线电感和初级尖峰通过变压器耦合过来的分量。所以 DB101 尖峰和 VDS 尖峰的原因类似，但重点检查对象不完全一样：VDS 尖峰重点看初级漏感和 RCD/钳位吸收；DB101 尖峰重点看副边二极管、RC 吸收、二极管回路面积和副边绕组漏感。
实际检修或复测时，可以按下面这个顺序判断：
| 看到的 DB101 现象 | 优先判断 | 具体检查点 |
|---|---|---|
| 高线 264Vac 的负压明显比低线 90Vac 深 | 正常趋势 | 用 $V_o + \frac{N_s}{N_p}V_{in,dc}$ 估算二极管反向应力，确认没有超过二极管额定反压余量 |
| 正向平台接近 12V 输出电压 | 正常导通 | 说明 MOS 关断期间副边确实在给输出传能，和 VDS 高平台、Ids 回零应能对上 |
| 正向平台读数明显高于输出电压很多 | 不一定是输出升高 | 先用万用表或示波器低带宽测输出电容两端真实 DC，再看二极管尖峰、探头接地线和带宽限制 |
| 反偏瞬间尖峰很高、振铃很密 | 副边尖峰偏大 | 查 DB101 型号和反恢复特性、二极管并联 RC 吸收、二极管到输出电容的回路面积、变压器副边漏感 |
| DB101 负压异常变浅，同时输出掉压 | 可能没有正常反射输入电压 | 查 MOS 是否正常开关、变压器副边绕组/焊点、DB101 是否短路或漏电、输出电容是否严重短路 |
| DB101 一直没有正常正向平台 | 副边没有正常传能 | 查 DB101 开路/虚焊、输出短路保护、初级是否进入打嗝、VCC 是否在启动阈值间反复跳变 |
6. 用这组实测图反推工作模式
| 工况 | 主要波形特征 | 更接近的工作状态 |
|---|---|---|
| 90Vac 满载 | VDS 空闲振铃少，Ids 导通时间长 | 接近 BCM/第一谷底附近，负载重、低线需要较长导通 |
| 90Vac 轻载 | VDS 长振铃，Ids 脉冲间隔大 | DCM，带明显谷底等待或跳周期 |
| 264Vac 满载 | VDS 高压平台高，Ids 脉冲窄，仍有振铃 | 高线 DCM/QR，靠窄脉冲和较高脉冲密度传能 |
| 264Vac 轻载 | VDS 长振铃，Ids 稀疏窄脉冲 | DCM/跳周期，平均功率靠脉冲间隔降低 |
总结一句话： QR 反激不是“负载一变，单个占空比必然线性变化”的电源。它是变频、谷底开通、峰值电流控制、极轻载跳周期共同作用的结果。低线满载时导通时间会明显拉长；高线时电流上升快，单脉冲本来就窄，负载变化更多体现在脉冲间隔和谷底等待上。
