如果你已经看完了《单管反激电路》中普通定频反激的内容，这份文档将和你熟悉的普通反激逐项对比来讲解QR反激。

本文目标：让你在面试中既能讲清 QR 的原理，也能说清楚它和普通反激的工程差异。

第一章 QR 反激的基本原理

1. 从普通反激到 QR：为什么要变？

先回顾普通定频反激 MOSFET 开通时的状态。

在普通固定频率 DCM 反激中，MOSFET 的开通是由固定频率时钟决定的。不管关断后 Vds 波形处于什么位置，只要时钟到了就开通。这就导致一个结果——MOSFET 经常在 Vds 还很高的时候被硬打开。

硬开通的代价是：

• MOS寄生电容$C_{oss}$ 中储存的能量 $E = \frac{1}{2}C_{oss}V_{ds}^2$ 在开通瞬间被 MOSFET 内部耗散掉（称为 Coss 损耗）
• 高频下这个损耗相当可观
• 同时产生较大的 dv/dt，增加 EMI

QR 反激的核心思想：不要固定在时钟时刻开通，而是等待 Vds 谐振到最低点（谷底）时再开通。这样 Vds 最低，$C_{oss}$ 损耗最小，dv/dt 也最小。

这就是”准谐振”这个名字的来源——它不是像 LLC 那样让电流谐振过零，而是只让 Vds 谐振到谷底，所以是”准”谐振。

2. QR 反激一个完整的工作周期

QR 反激的一个开关周期分四个阶段（对照普通反激的 DCM 来看会很好理解）：

图里 $I_{ds}$ 是 MOSFET 导通时的原边电流，$I_D$ 是 MOSFET 关断后副边二极管电流，$V_{ds}$ 是漏源电压；$t_{ON}$ 对应导通储能，$t_D$ 对应副边退磁，退磁结束后 $V_{ds}$ 才开始谐振并出现谷底。

阶段一：MOSFET 导通期

和普通反激完全一样。输入直流母线加在变压器初级绕组上，初级电流线性上升，能量储存在变压器气隙中。副边二极管反偏，负载由输出电容供电。

$$ \frac{di_p}{dt} = \frac{V_{dc}}{L_p} $$

阶段二：退磁期（副边导通期）

MOSFET 关断后，变压器极性反转，副边二极管正偏导通，储存的能量释放到输出端。Vds 被钳位在 $V_{dc} + V_{or}$ 附近，叠加漏感尖峰。

这一步和普通 DCM 反激没有区别。

阶段三：谐振期（QR 的核心特征）

当副边电流降到零（退磁完成）时，副边二极管自然关断。此时变压器初级绕组不再被反射电压钳位，励磁电感 $L_m$ 和 MOSFET 的输出电容 $C_{oss}$（以及绕组寄生电容）形成 LC 谐振回路，Vds 开始围绕 $V_{dc}$ 做正弦振荡。

谐振频率近似为：

$$ f_{ring} = \frac{1}{2\pi\sqrt{L_m \cdot C_{eq}}} $$

其中 $C_{eq}$ 是 $C_{oss}$ 与绕组寄生电容的等效并联电容。

这个振荡的波谷最低电压理论值可以低至：

$$ V_{valley} \approx V_{dc} – V_{or} $$

但实际上由于阻尼，不一定能到这么低。

阶段四：谷底检测与开通

控制芯片通过 ZCD 引脚持续监测辅助绕组上的电压，当检测到 Vds 处于波谷时，发出 MOSFET 开通信号。此时 Vds 最低，开通损耗最小。

这就是 QR 最关键的区别：不是时钟决定开通，而是 ZCD 检测谷底决定开通。

3. QR 与 DCM 的核心区别

这是面试最高频的问题之一。

对比项	普通 DCM 定频反激	QR 反激
频率	固定（由 RT/CT 决定）	变频（随负载和输入电压变化）
开通时机	固定时钟，随机位置	在 Vds 谷底
控制方式	定频 PWM	变频 PWM（谷底开通触发）
频率 vs 负载	不变	随负载变化：从重载到中轻载常先升高，极轻载再折返/跳周期降频
Vds 波形	有谐振，但不一定能谷底开通	有谐振，保证谷底开通

一句话记住：Vds 有谐振不等于 QR——DCM 也有谐振。QR 的核心是两个条件：变频 + 谷底开通。

图中重点看 $V_{DS}$：DCM 会在退磁结束后出现自由振铃；CCM 因为副边电流没有降到零，下一周期前没有完整谷底；BCM 刚好在副边电流降到零附近进入下一周期，是 QR 谷底开通的基础。这里的 ADI 图主要用于对比三种工作模式的 $V_{DS}$ 形态，具体的谷底检测位置看下一章 ZCD/DET 波形图。

BCM 可以看成 DCM 的边界：副边电流刚好降到零，马上进入下一周期。QR 则是在 DCM/BCM 的基础上，等 Vds 谷底再开通。

4. 谷底数的概念

轻载时退磁完成后空闲时间长，谐振振荡的次数多，控制器可能跳过前几个谷底，在第 3、第 4、甚至第 5 个谷底才开通；重载时空闲时间短，通常更接近第 1 或第 2 个谷底开通。这个”在第几个谷底开通”就是 谷底数。

这里容易误解：谷底数变大本身不是升频，而是降频。因为等到第 5 个谷底才开通，等待时间一定比第 1 个谷底长，周期分母变大，单次开关频率会降低。QR 真正容易升频的阶段，是负载从重载降到中轻载时，$t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 先明显缩短；再轻载时，芯片才通过跳谷、跳周期或 burst 把平均开关次数降下来。

面试追问

Q：QR 反激和 LLC 谐振有什么区别？ A：QR 只有 Vds 谐振，电流仍然是反激 PWM 的分段线性电流，本质还是 PWM 变换器；LLC 是电压和电流都谐振，是频率调制（PFM），变压器励磁电感和漏感都参与谐振工作。

Q：谷底电压能到 0V 吗？ A：理论最低到 $V_{dc} – V_{or}$，但实际上受阻尼影响很难到 。输入端电压越低（比如 PFC 输出电压 380V），反射电压越高，谷底就越低。谷底电压越低，开通损耗越小。

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第二章 QR 控制芯片与 ZCD 检测电路

1. QR 控制芯片长什么样？（以 NCP1207 为例）

QR 控制芯片的引脚定义和普通 UC3842 有明显差异。以最常见的 NCP1207 为例：

引脚号	名称	功能	对比 UC3842
1	FB	电压反馈输入	✅ 相同，接光耦
2	CS	电流采样输入	✅ 相同，接采样电阻
3	ZCD	零电流/谷底检测	❌ 新引脚，UC3842 没有
4	GND	地	✅ 相同
5	DRV	驱动输出	✅ 相同（UC3842 是 6 脚）
6	VCC	供电	✅ 相同
7	NC	空脚	—
8	HV	高压启动	❌ 新引脚，内建高压启动

关键差异总结：

• ✅ 相同部分：FB（反馈）、CS（电流采样）、DRV（驱动）、VCC/GND
• ❌ UC3842 有而 QR 芯片没有：RT/CT（频率设定引脚）——因为 QR 是变频，不需要外部振荡器
• ❌ QR 芯片新增引脚：ZCD（谷底检测）、HV（高压启动，有些芯片内置高压启动无需外部启动电阻）

别的 QR 控制芯片（如 L6565、UCC28600、NCP1250）引脚可能不同，但原理是一样的。

2. ZCD 检测电路详解

这是 QR 反激和普通反激最直观的外围电路差异。

图中 $V_{AUX}$ 是辅助绕组电压，$V_{DET}$ 是分压后送到检测脚的电压；右侧波形里标出的 Valley Detection 就是控制器判断 $V_{ds}$ 到谷底并准备下一次开通的位置。

电路结构

ZCD 引脚通过一个电阻分压网络连接到变压器的辅助绕组：

• 辅助绕组的同名端需要和次级绕组方向一致
• 分压电阻通常由两颗电阻组成：一颗上拉（到辅助绕组），一颗下拉（到地）
• 有些芯片会在 ZCD 引脚内部或外部串联限流电阻

工作原理

1. 退磁期间：辅助绕组电压与次级绕组耦合，输出正电压，ZCD 引脚检测到高电平
2. 退磁结束：副边电流降到零，所有绕组电压开始自由谐振
3. 谷底检测：辅助绕组电压随 Vds 谐振而变化，当其电压下降到芯片内部设定的阈值（通常约 0.7V~1V 左右，需查阅数据手册确认）时，芯片判断 Vds 已到达谷底，发出开通信号

电阻分压计算

假设辅助绕组在退磁期间的峰值电压为 $V_{aux\_pk}$，芯片 ZCD 引脚允许的最大输入电压为 $V_{zcd\_max}$，则分压比需要满足：

$$ \frac{R_{lower}}{R_{upper} + R_{lower}} \times V_{aux\_pk} < V_{zcd\_max} $$

典型设计中，ZCD 分压电阻在几十 kΩ 量级。

ZCD 消隐时间

MOSFET 刚开通时，辅助绕组上会有一个很大的电压尖峰（来自漏感和寄生参数）。如果这个尖峰被 ZCD 引脚误认为”退磁结束”的信号，芯片会在不该开通的时候误触发。因此 QR 芯片在每次 MOSFET 开通后会有一小段 ZCD 消隐时间（通常几百纳秒），在此期间忽略 ZCD 引脚的所有信号。

3. 高压启动（HV）引脚

很多 QR 控制芯片内建了高压启动电路（如 NCP1207 的 HV 脚），可以直接连接高压直流母线（310V 左右）。

相比普通反激用外部启动电阻（100kΩ 从母线取电给 VCC电容充电），内建高压启动有两个优点：

1. 静态功耗接近零：启动完成后内部高压 MOSFET 关断，不像外部电阻那样一直消耗功率
2. 省一个启动电阻：减少 BOM

4. 和普通反激控制芯片的外围对比

功能模块	普通反激（UC3842）	QR 反激（NCP1207）
频率设定	RT/CT 外部电阻电容	不需要（变频靠 ZCD）
启动电路	外部启动电阻（100kΩ）	内置 HV 高压启动（部分芯片）
谷底检测	无	辅助绕组 → 分压电阻 → ZCD
反馈	FB/COMP（Type-II 补偿）	FB（通常内部有补偿）
电流采样	ISENSE + RC 滤波	CS + RC 滤波（基本一致）
斜坡补偿	需要（D>50%）	不需要（始终工作在 DCM/BCM）

面试追问

Q：ZCD 引脚上的分压电阻怎么算？ A：核心原则是退磁期间 ZCD 引脚电压不能超过芯片允许的最大值。先确认辅助绕组的退磁峰值电压，然后用电阻分压将其降到芯片 ZCD 引脚额定范围以内。电阻值通常取几十 kΩ 级别，太小了芯片功耗大，太大了抗干扰差。具体阈值需查对应芯片的数据手册。

Q：如果 ZCD 电阻开路或短路会怎样？ A：开路 → ZCD 检测不到信号 → 芯片无法判断退磁是否结束 → 芯片可能进入保护模式或按内部定时器强行开通 → QR 功能失效。短路 → ZCD 引脚电压异常 → 可能损坏芯片或误触发保护。

Q：QR 芯片的 FB 引脚和 UC3842 的 FB 有什么不同？ A：功能上都是接收光耦反馈来的电压信号，但 QR 芯片的 FB 既影响峰值电流阈值，又影响最大开关频率限制（频率折返）。UC3842 的 FB 只影响峰值电流阈值。

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第三章 QR 反激的功率级与 RCD 吸收

1. 功率级主电路

QR 反激的功率级电路和普通反激几乎一模一样。还是那四个部分：

• 输入整流滤波：整流桥 + 大电解电容 → VBUS。✅ 完全一样
• 主开关管（MOSFET）：漏极接变压器初级，源极接采样电阻到地。✅ 完全一样
• 变压器：一个初级绕组、一个或多个次级绕组、辅助绕组。🔶 变压器参数设计不同（下章详细讲）
• 输出整流滤波：肖特基二极管 + 电容阵列。✅ 完全一样

一句话：功率级拓扑没有变，变的只是控制方式和变压器参数。

2. MOSFET 选型差异

QR 反激的 MOSFET 选型和普通反激有两点关键不同：

电流应力更大

由于 QR 工作在 DCM/BCM 模式，电流每周期回到零，峰值电流 $I_{pk}$ 比同功率的 CCM 设计大得多。以 60W 为例：普通 CCM 反激的 $I_{pk} \approx 1.47A$，QR 反激的 $I_{pk}$ 可能到 2.0~2.5A。

电压应力：波形特征不同

先看关断承受的最高电压：和普通反激一样，主要看 $V_{dc(max)} + V_{or} + V_{spike}$，这是关断瞬间的尖峰。

但 QR 多了一个考虑：低谷开通时 Vds 并非 0V。如果谷底电压还有几十伏甚至上百伏，开通瞬间 $C_{oss}$ 上残存的能量要在 MOSFET 内部耗散掉。加上 QR 中轻载时频率可能升高，这个 $C_{oss}$ 损耗在高频下不可忽略。

$$ P_{Coss} \approx \frac{1}{2}C_{oss} \cdot V_{valley}^2 \cdot f_{sw} $$

从这个公式可以推断：谷底电压越低、频率越低，$C_{oss}$ 损耗越小。这也是 QR 追求在最低谷底开通的原因之一。

3. RCD 吸收电路

和普通反激基本相同

RCD 吸收的拓扑结构完全一致：快恢复二极管（FR107/UF4007）+ 吸收电容（CBB 薄膜电容）+ 泄放电阻。

需要微调的地方

QR 变频特性下，RCD 的泄放电阻设计需要重新考虑：

• 重载低频时：每个周期漏感能量大，RCD 吸收的功率集中，电阻温升压力大
• 中轻载高频时：每个周期漏感能量小，但频率高，总的吸收功率可能和重载差不多

实际操作：用和普通反激相同的方法初算，然后在最低输入电压、满载工况下实测 Vds 尖峰，根据尖峰幅度微调 RCD 参数。

和普通反激 RCD 对比

项目	普通反激	QR 反激
电路结构	完全相同	完全相同
元器件类型	FR107 + CBB + 电阻	FR107 + CBB + 电阻
设计方法	基于漏感能量计算	基于漏感能量计算（方法相同）
调试要点	测最高输入时的 Vds	测最低输入+满载时的 Vds
特殊考虑	无	频率变化导致 RCD 平均功耗随工况变化

面试追问

Q：QR 反激的 RCD 和普通反激设计方法一样吗？ A：计算方法一样，都是根据漏感能量和钳位电压算电阻和电容。但 QR 需要关注最低输入电压、满载时的工况，因为此时的峰值电流最大，漏感能量最大。

Q：QR 反激可以不要 RCD 吗？ A：不可以。漏感能量始终存在，和是否 QR 无关。除非使用有源钳位或其他漏感能量回收拓扑，否则必须有 RCD 或 TVS 来限制漏感尖峰。

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第四章 QR 反激的变压器设计

1. 核心差异：QR 工作在 BCM / DCM

普通反激文章中的 60W 设计选择了 $K_{rp}=0.45$（CCM 偏连续模式）。QR 反激不同——它必须工作在 DCM 或 BCM。

图中 $I_{PRI}$ 是原边/MOSFET 电流，只在 MOSFET 导通期间上升；$I_{SEC}$ 是副边整流二极管电流，只在 MOSFET 关断、变压器向副边释放能量期间下降。虚线可以理解为周期边界或关键换相时刻：DCM 中 $I_{SEC}$ 先降到 0，后面还有空闲时间；CCM 中下一周期开始前 $I_{SEC}$ 还没降到 0；BCM 中 $I_{SEC}$ 刚好降到 0 就进入下一周期。

实测现象：输出整流二极管电流为什么会先上去、掉下来、又上去？

理想情况下，MOSFET 关断后副边整流二极管会立刻导通，二极管电流从 0 跳到一个峰值，然后随着变压器磁化能量释放而近似线性下降到 0。所以教科书里的 $I_{SEC}$ 通常画成一个很干净的下降三角波。

但实测时经常会看到上图这种“先冲上去、掉下来、又反弹上去、再斜着下降”的形状。这里不要把前面的双峰直接理解成主能量电流真的分了两次传输，它更像是理想下降三角波上叠加了开关瞬间的高频振铃。

MOSFET 关断的一瞬间，变压器极性反转，副边二极管从反偏突然变成正偏，副边回路被强行接入。这个换流动作很快，漏感、二极管结电容、绕组寄生电容、二极管动态导通特性以及副边走线电感会一起参与振荡：

$$ i_D(t) \approx i_{demag}(t) + i_{ring}(t) $$

其中 $i_{demag}(t)$ 是真正释放磁化能量的退磁电流，包络应当整体下降；$i_{ring}(t)$ 是导通瞬间由寄生参数激发出来的振铃。因此波形前沿会出现第一个尖峰，随后掉到谷值，又反弹出第二个峰，最后才沿着退磁电流的包络下降。

这个现象通常由几类因素共同造成：

• 变压器漏感：漏感能量无法像磁化能量那样平滑转移到输出端，会和寄生电容形成振铃。
• 二极管动态特性：快恢复管或肖特基在刚导通时有前向恢复、电荷重新分布和结电容充放电过程，电流前沿不可能像理想二极管那样干净。
• 副边大电流回路寄生电感：变压器副边、整流二极管、输出电容之间的环路越大，电流尖峰和振铃越明显。
• 测量耦合：电流探头靠近高 $dv/dt$ 开关节点、探头带宽过高或零点没有调好时，也可能把一部分共模噪声叠到电流波形上。

判断它是否危险，重点不是看前面有没有“双峰”，而是看三个问题：第一，后面的主电流包络是否能正常下降到 0；第二，二极管电流尖峰和反向电压尖峰有没有超过器件裕量；第三，同步观察 MOSFET 的 $V_{DS}$ 时，漏感尖峰和振铃是否已经被 RCD/TVS/RC 吸收压住。若尖峰过高，可以优先缩小副边整流回路面积，优化变压器漏感，或在副边二极管两端加 RC snubber 来阻尼这段振铃。

QR 之所以必须工作在 DCM/BCM，是因为它需要在退磁完成后利用 $L_m + C_{oss}$ 谐振产生谷底。如果工作在 CCM，退磁还没结束就进入了下一个周期，根本没有谐振谷底可检测，QR 就成了普通的定频 CCM 反激。

所以 QR 变压器的设计以 DCM/BCM 为前提，$K_{rp} = 1$（临界模式）或接近 1。

这里的关系要分清：BCM 是 DCM 的边界，不是另一套功率公式。两者都按每周期储能算功率：

$$ P_{in} = \frac{1}{2}L_p I_{pk}^2 f_{sw} $$

差别在时间分配。BCM 下 $t_{idle}\approx0$，所以 $T\approx t_{on}+t_{demag}$；深 DCM 下 $T=t_{on}+t_{demag}+t_{idle}$，多出来的空闲时间会改变实际频率和占空比。

2. 设计对比：普通反激 vs QR 反激

设计参数	普通反激（CCM，$K_{rp}=0.45$）	QR 反激（BCM，$K_{rp}=1$）
初级电感量 $L_p$	1.44 mH	小得多，0.5~0.7 mH
峰值电流 $I_{pk}$	1.47 A	更大（三角波，无平台）
有效值电流 $I_{rms}$	0.643 A	与峰值电流相关
匝数比 $n$	7.14	接近或略低
气隙	较大（0.75mm）	更大（储能需求更大）
电流波形	浮空三角波/锯齿波	回零三角波

3. QR 变压器的设计计算思路

QR 反激的变压器设计可以复用普通反激文章中的大部分计算方法，只需做以下调整：

初级电感量 $L_p$ 估算

在 BCM 模式，最恶劣工况（最低输入电压、满载）时，输入功率和电感储能的关系为：

$$ P_{in} = \frac{1}{2}L_p \cdot I_{pk}^2 \cdot f_{sw} $$

结合峰值电流与导通时间的关系 $V_{dc} = L_p \cdot I_{pk} / t_{on}$，可以得到 QR 的 $L_p$ 计算公式：

$$ L_p = \frac{V_{dc(min)}^2 \cdot D_{max}^2}{2 \cdot P_{in} \cdot f_{sw(min)}} $$

其中 $f_{sw(min)}$ 是 QR 在最低输入、满载时的最小开关频率（通常是设计者设定的下限频率，比如 40~50 kHz）。

和普通反激设计的具体不同

普通反激的 $L_p$ 用 $L_p = \frac{V_{dc} \cdot D}{I_{pk} \cdot K_{rp} \cdot f_s}$ 计算（CCM 电流不回零），QR 用 $L_p$ 和 $P_{in}$ 的关系计算（BCM 电流回零）。两种方法代入的参数不同，结果差异很大。

4. 一个粗略的数值对比（60W 级别）

参数	普通 CCM 反激	QR 反激
$V_{dc(min)}$	200V	200V
$D_{max}$	0.31	≈ 0.31（同一 $V_{or}$ 下）
效率	85%	85%
$P_{in}$	70.6W	70.6W
$L_p$	1.44 mH	≈ 0.52 mH
$I_{pk}$	1.47 A	≈ 2.16 A
$n$	7.14 (43:6)	6~7
磁芯	EE28	EE28 或稍大的 EE30

上表中 QR 的 $L_p=0.52 mH$ 仅为粗略估算，实际需要根据选定的最小频率、匝比和占空比迭代计算。

面试追问

Q：为什么 QR 的初级电感量更小？ A：因为 QR 工作在 DCM/BCM，每个周期必须把能量全部释放完。同样的功率下，$L_p$ 小了才能保证退磁能在足够短的时间内完成。同时 QR 需要 $L_p$ 和 $C_{oss}$ 谐振来产生谷底，$L_p$ 太大谐振频率太低，可能无法在期望的时间内完成退磁后的谐振。

Q：那为什么普通反激不把电感量也做小？ A：因为普通定频反激设计在 CCM，电感量大是为了降低峰值电流、减小 MOSFET 电流应力、降低 RMS 电流和铜损。QR 选择了用更高的峰值电流换取软开关的好处，这是一对工程取舍。

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第五章 QR 反激的频率特性

1. QR 为什么是变频的？

QR 反激的等效频率由三个因素决定：

$$ f_{sw} = \frac{1}{t_{on} + t_{demag} + t_{wait}} $$

其中：

• $t_{on}$ = MOSFET 导通时间（由峰值电流阈值决定）
• $t_{demag}$ = 退磁时间（由次级电压和电感量决定）
• $t_{wait}$ = 谐振等待时间（等待下一个合适谷底的时间）

负载从重载变到中轻载 → FB 降低峰值电流阈值 → 单次传能减少 → $t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 往往缩短 → 频率可能升高

输入电压越高 → 同样导通时间初级电流斜率更陡 → 为满足同样能量，$t_{on}$ 往往更短 → 频率更高

这就是 QR”从重载到中轻载频率会上升”的规律来源。

2. 为什么轻载看起来频率会高

先看公式：

$$ f_{sw} = \frac{1}{t_{on} + t_{demag} + t_{wait}} $$

轻载时输出需要的平均功率变小，控制器会降低每个脉冲传的能量。对电流模式 QR 来说，最直接的变化是峰值电流阈值下降：

负载变轻 -> Ipk 目标降低 -> Ton 缩短 -> 储能减少

因为储能少了，关断后副边释放能量的时间也会变短：

储能减少 -> 副边电流更快降到 0 -> Tdemag 缩短

所以在还没有进入跳谷、跳周期或 burst 之前，$t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 的缩短可能比 $t_{wait}$ 的增加更明显，分母反而变小，频率就会上升。

这就是“轻载看起来频率变高”的真正原因：

不是因为谷底数变多，
而是因为 Ton 和 Tdemag 先变短。

继续变轻以后，控制器不能让频率一直升高，否则开关损耗、驱动损耗和磁芯损耗都会上去。这时才会进入频率折返、跳谷、跳周期或 burst。

所以现代 QR 控制器都加入了频率折返 / 跳周期 / burst 功能。

3. 频率折返

概念：当负载变轻到一定程度，控制器不再继续让开关频率往上爬，而是通过限制最大频率、跳周期、burst、谷底锁定等方式，把平均开关次数降下来。

实现方式：

• 跳周期模式：轻载或空载时每隔几个周期才发一个脉冲，中间周期跳过
• 谷底锁定 / 谷底数增加：更轻载时 ZCD 可能跳过前几个谷底，在第 3、4、5 个谷底才开通
• 调频限制：在 FB 电压低于某个阈值时，芯片内部限制最大开关频率

这里要分清两层意思：

1. 单次有效开关周期的频率：如果谷底数增加、等待更久，单次周期会变长，频率会下降。
2. 整个控制器的平均开关次数：进入 skip/burst 后，虽然某些有效脉冲之间的瞬时频率可能还高，但平均下来脉冲密度下降，等效频率下降。

加上频率折返后，QR 在轻载/空载时的功耗可以做到很低（< 100mW），符合现代能效标准（如 ENERGY STAR、CoC Tier 2）。

4. QR 反激的频率范围

典型 QR 反激的频率范围：

工况	频率范围	备注
满载、最低输入	30~50 kHz	通常较低，受能量传输和退磁时间限制
半载、额定输入	50~80 kHz	常见的上升区间
中轻载	80~130 kHz	可能达到较高频率
极轻载 / 空载	Burst/Skip / Foldback	平均频率下降，按策略间歇工作

5. 音频噪声问题

QR 反激在极轻载进入跳周期或 burst 模式时，脉冲串的重复频率可能落入人耳可听频段（20Hz~20kHz），导致变压器发出啸叫。

解决思路：

• 选择 burst 频率高于 20kHz 的芯片（人耳听不到）
• 优化变压器浸漆工艺，减少磁芯振动
• 在输出端加假负载，避免进入太轻的 burst 区间

面试追问

Q：QR 反激的最高频率和最低频率怎么确定？ A：最低频率通常出现在满载最低输入时，一般在 30~50kHz 左右，太低变压器会太大。中轻载时频率会往上爬，但到极轻载后，芯片会通过频率折返、跳周期或 burst 降低平均开关次数，所以“最高频率”并不是一直保持在轻载最末端。

Q：QR 反激空载时会啸叫吗？ A：有可能。空载时进入 burst 模式，如果 burst 频率落在人耳可听范围就会啸叫。解决方法是选择有固定 burst 频率（>22kHz）的芯片，或调整假负载使工作点不落在啸叫区域。

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第六章 QR 反激的优势与局限

1. 优势

✅ 谷底开通 → 开关损耗低

这是 QR 最大的价值。在 Vds 最低点开通时，$C_{oss}$ 上储存的能量最少，开通损耗显著低于普通硬开关。中载工况下效率可以比普通反激高 2~3 个百分点。

✅ 没有次谐波震荡问题

QR 始终工作在 DCM 或 BCM，电流模式控制的次谐波震荡只在 CCM + D>50% 时出现。QR 天然工作于 DCM/BCM，所以不需要斜坡补偿，电流内环始终稳定。

✅ EMI 相对容易处理（开通部分）

谷底开通时 Vds 较低，开通瞬间的 dv/dt 比硬开关小，开通引起的 EMI 噪声较小。不过关断时的 EMI 还是和普通反激相当。

✅ 中轻载/待机效率好于定频 CCM 反激

在真实控制芯片中，QR 不会让频率随着负载变轻而无限升高。进入极轻载或空载后，芯片通常会启用频率折返、跳谷开通或跳周期模式，使平均开关次数下降。这样既保留了谷底开通的低开通损耗，又降低了驱动损耗和空载损耗，所以中轻载/待机效率通常优于定频 CCM 反激。

2. 局限

❌ 峰值电流大 → 器件应力大

同样功率下，QR 的峰值电流是普通 CCM 反激的 1.5~2 倍。这导致：

• MOSFET 需要更高的额定电流
• 电流采样电阻的功耗更大
• 变压器铜损更大（$I_{rms}^2 \cdot R$）
• 输出电容的纹波电流更大

❌ 变频 → EMI 滤波器设计更复杂

频谱是分散的，不像定频反激那样集中在基频和其谐波上。共模电感、X 电容的设计需要覆盖更宽的频段。

❌ 中轻载频率攀升 → 驱动损耗和磁损可能增加

QR 从满载往中轻载过渡时，单次传能减少，$t_{on}$ 和 $t_{demag}$ 往往会先缩短，等效开关频率可能上升。在进入频率折返、跳谷或跳周期之前，较高的开关频率会增加 MOSFET 驱动损耗和磁芯损耗。因此 QR 的轻载效率优势并不是天然覆盖所有轻载区间，而是依赖控制器在更轻载区域及时折返或跳周期。

❌ 满载频率低 → 变压器体积可能偏大

满载低频率意味着每个周期的能量大，变压器需要更大的磁芯和更多的匝数来储能。

3. 典型应用场景

QR 反激最适合哪些场景？

• 电视/显示器电源：中载（正常观看）时间长、效率要求高，QR 很合适
• LED 驱动电源：恒流输出，对 EMI 有要求，QR 的软开关特性有优势
• 中等功率适配器（30~100W）：对效率有要求但不愿用成本更高的 LLC
• 需要宽输入电压范围的场景

不适合的场景：

• 大功率（>200W）：峰值电流太大，不如用半桥 LLC + PFC
• 要求超低待机功耗的场景：需要用更复杂的 burst 模式控制

面试追问

Q：QR 反激和 LLC 谐振哪个效率高？ A：一般而言 LLC 效率更高，因为 LLC 是真正的软开关（ZVS），电流也是正弦波，开关损耗和 EMI 都更优。但 LLC 的缺点是成本高、控制复杂、不适合宽电压输出。QR 反激是一个”效率可以接受 + 成本可控”的折中方案。

Q：QR 反激变压器会更容易饱和吗？ A：不会更容易饱和，但需要不同的设计。QR 峰值电流更大，但电感量更小，$B_{max} = L_p \cdot I_{pk} / (N_p \cdot A_e)$ 的计算方式不变。只要把 $B_{max}$ 控制在合理范围（0.25T~0.3T），就不会饱和。但气隙确实比同功率 CCM 设计更大。

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第七章 60W QR 反激设计实例（对比普通反激）

这一章和普通反激文章中的第六章做平行对比，同样的规格，但使用 QR 反激设计。

设计规格（相同）

• 输入电压：220Vac ± 20%（176~264Vac）
• 输出规格：12V / 5A（60W）
• 预估效率：85%
• 设计模式：QR BCM（边界模式）

关键设计参数对比

先给一个整体对比，让读者建立直观印象：

参数	普通定频反激（CCM）	QR 反激（BCM）
开关频率	65 kHz 固定	30~130 kHz 变频
工作模式	CCM（$K_{rp}=0.45$）	BCM（$K_{rp}=1$）
纹波系数 $K_{rp}$	0.45	1.0
反射电压 $V_{or}$	90V	85~95V（接近）
最大占空比 $D_{max}$	31%	~31%（同一 $V_{or}$ 下）
初级电感量 $L_p$	1.44 mH	~0.55 mH
初级峰值电流 $I_{pk}$	1.47 A	~2.2 A
初级 RMS 电流 $I_{p(rms)}$	0.643 A	~0.8 A
匝数比 $n$	7.14（43:6）	~6.5
斜坡补偿	需要（D>50%时）	不需要
启动电路	外部 100kΩ 电阻	内部 HV 启动（视芯片）
频率设定	RT/CT 外部 RC	ZCD 检测 + 内部振荡器

详细设计过程

1. 反射电压 $V_{or}$ 和最大占空比 $D_{max}$

QR 反激可以重新选择反射电压来调整占空比；但如果同样取 $V_{or}=90V$，BCM 边界下的占空比仍是：

$$ D_{max} = \frac{V_{or}}{V_{dc(min)} + V_{or}} = \frac{90}{200 + 90} \approx 0.31 $$

等等——这里要小心。$D_{max} = V_{or}/(V_{dc} + V_{or})$ 这个式子在 BCM 下成立，是因为退磁结束后几乎马上进入下一周期，可以近似认为 $T=t_{on}+t_{demag}$。

但 BCM 下：

$$ t_{on} = \frac{L_p \cdot I_{pk}}{V_{dc(min)}}, \quad t_{demag} = \frac{L_p \cdot I_{pk}}{V_{or}} $$

所以占空比 $D = \frac{t_{on}}{t_{on} + t_{demag}} = \frac{V_{or}}{V_{dc} + V_{or}}$。注意这个 $D$ 是 BCM 边界条件下的占空比。

如果按深 DCM 算，周期里还有 $t_{idle}$，这时全周期占空比是 $D=t_{on}/T$，不能再把 $1-D$ 全部当成退磁时间。DCM 和 BCM 的储能公式一样，但占空比定义和频率选取不一样。

2. 输入功率和峰值电流

$P_{in} = \frac{P_{out}}{\eta} = 70.6W$

BCM 模式下，输入功率和峰值电流的关系：

$$ P_{in} = \frac{1}{2} \cdot L_p \cdot I_{pk}^2 \cdot f_{sw} $$

这里三个变量 $L_p$、$I_{pk}$、$f_{sw}$ 互相制约。我们需要先确定一个设计目标——比如在满载最低输入时，设最低频率 $f_{sw(min)} = 45 kHz$。

联立方程：

• $P_{in} = \frac{1}{2}L_p \cdot I_{pk}^2 \cdot f_{sw(min)}$
• $V_{dc(min)} = L_p \cdot I_{pk} / t_{on}$
• $D_{max} = t_{on} \cdot f_{sw(min)} = \frac{V_{or}}{V_{dc(min)} + V_{or}} = 0.31$

得 $t_{on} = D_{max} / f_{sw(min)} = 0.31 / 45000 \approx 6.89 \mu s$

$$ L_p = \frac{V_{dc(min)} \cdot t_{on}}{I_{pk}} $$

代入 $P_{in} = \frac{1}{2} \cdot \frac{V_{dc(min)} \cdot t_{on}}{I_{pk}} \cdot I_{pk}^2 \cdot f_{sw(min)} = \frac{1}{2} \cdot V_{dc(min)} \cdot t_{on} \cdot I_{pk} \cdot f_{sw(min)}$

$$ I_{pk} = \frac{2 \cdot P_{in}}{V_{dc(min)} \cdot t_{on} \cdot f_{sw(min)}} = \frac{2 \times 70.6}{200 \times 6.89\mu \times 45000} \approx 2.28A $$

$$ L_p = \frac{200 \times 6.89\mu}{2.28} \approx 0.60 mH $$

3. 初级 RMS 电流（三角波）

BCM 下电流是回零三角波（从 0 到 $I_{pk}$）：

$$ I_{p(rms)} = I_{pk} \cdot \sqrt{\frac{D_{max}}{3}} = 2.28 \times \sqrt{\frac{0.31}{3}} \approx 0.733A $$

对比 CCM 的 0.643A，确实更大。

4. 匝数比

和普通反激方法一样，取 $V_d = 0.6V$：

$$ n = \frac{V_{or}}{V_o + V_d} = \frac{90}{12.6} \approx 7.14 $$

如果取 $N_s = 7$ 匝（次级），则 $N_p = 7 \times 7.14 \approx 50$ 匝。

5. 磁芯选型

用 AP 法。和普通反激的区别：$I_{pk}$ 更大、$I_{rms}$ 更大，所以需要的 AP 值略大。

$$ AP = \frac{L_p \cdot I_{pk} \cdot I_{p(rms)} \cdot 10^4}{B_{max} \cdot K_u \cdot J} $$

代入 $L_p=0.6mH$、$I_{pk}=2.28A$、$I_{rms}=0.733A$、$B_{max}=0.25T$、$K_u=0.2$、$J=400A/cm^2$：

$$ AP \approx \frac{0.6 \times 10^{-3} \times 2.28 \times 0.733 \times 10^4}{0.25 \times 0.2 \times 400} = \frac{10.03}{20} \approx 0.50 cm^4 $$

EE28 的 $AP=0.705 cm^4$，仍然够用。

6. 计算初级匝数

$$ N_{p(min)} = \frac{L_p \times I_{pk}}{B_{max} \times A_e} = \frac{0.6 \times 10^{-3} \times 2.28}{0.25 \times 86 \times 10^{-6}} \approx 63.6 匝 $$

取 $N_p = 64$ 匝。

反算 $B_{max(actual)} = \frac{0.6m \times 2.28}{64 \times 86\mu} \approx 0.249T$ ✅

7. 最终设计参数对比汇总

参数	普通 CCM 反激	QR 反激
磁芯	EE28	EE28（相同或略大）
$L_p$	1.44 mH	~0.60 mH
$N_p$	100T	64T
$N_s$	14T	7T（注意原文章用 14T，这里因匝数和磁芯匹配会调整）
$N_a$	17T	~9T
$I_{pk}$	1.47 A	2.28 A
$I_{p(rms)}$	0.643 A	0.733 A
气隙	~0.75mm	~0.5mm

（注：上表 $N_s=7T$ 是根据 $N_p=50T$ 按 $n=7.14$ 折算，而初级最少匝数计算得到 64T，实际需要迭代调整。这里仅为示意对比，正式设计需反复迭代确保 $B_{max}$ 不超限。）

面试追问

Q：QR 反激的变压器比普通反激的小吗？ A：不一定。虽然 $L_p$ 更小，但峰值电流更大，磁芯储能 $E = \frac{1}{2}L_pI_{pk}^2$ 和 CCM 是同等级的。AP 法算出的磁芯尺寸接近。不过在相同磁芯下，QR 的匝数更少（因为 $L_p$ 小），绕制更容易，窗口利用率更好。

Q：为什么 QR 的次级匝数这么少？ A：匝数比 $n$ 是由反射电压和输出电压决定的，两者之间没有差异。次级匝数少是因为 QR 的 $L_p$ 小，同样的匝比下初级匝数更少，次级也相应减少。但实际设计时要注意：次级匝数太少会导致每匝伏特数高，可能影响交叉调整率。

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第八章 常见故障与调试指南

1. QR 反激最常见的故障模式

故障一：谷底开通失效

现象：GATE 脉冲不在 Vds 的谷底，而在波峰或半山腰开通。

原因：

• ZCD 检测电路异常（分压电阻开路、短路、焊接不良）
• ZCD 消隐时间设置不当
• 辅助绕组相位接反

排查：示波器 CH1 测 Vds（高压差分探头），CH2 测 GATE，双通道同时观察，看 GATE 脉冲和 Vds 谷底是否对齐。

故障二：频率不随负载变化

现象：轻载和重载时开关频率基本不变。

原因：

• ZCD 检测不到退磁结束信号，芯片退回到内部定时器工作模式（相当于变成了普通定频）
• ZCD 引脚电压异常

排查：改变负载，观察频率是否变化。如果不变化，检查 ZCD 引脚波形。

故障三：轻载啸叫

现象：轻载或空载时变压器发出可听频段的啸叫声。

原因：如前所述，QR 在极轻载或空载进入 burst 模式，burst 频率落入人耳可听范围。

排查：用示波器看 Vds 波形，观察是否出现周期性的脉冲串+死区。测量 burst 频率。

故障四：打嗝保护（VCC 锯齿波）

现象：VCC 电压反复上下波动，输出电压周期性建立又跌落。

原因：

• 输出过流/短路 → 触发保护 → 重启 → 再次保护
• 辅助供电绕组故障 → VCC 无法维持
• 反馈环路异常

排查：与普通反激的打嗝排查方法相同。用 Single 触发测 VCC 启动波形，看是启动失败还是保护重启。

故障五：空载输出电压虚高

和普通反激的原因基本相同：空载时能量消耗太小，假负载不足，反馈环路在轻载下工作点不合适。

2. 示波器测量要点

QR 反激的测量和普通反激基本一致，多了几个需要特别关注的点：

测量项	关注点	说明
Vds + GATE（双通道）	谷底开通是否对齐	最重要的测量，确认 QR 功能正常
Vds Persist（余辉）	谷底数随负载变化	看谷底叠加，验证变频特性
FB 引脚	电压随负载变化	判断反馈环路是否正常
ZCD 引脚	波形幅度和形状	注意：ZCD 引脚电压不能超过芯片额定值
频率	是否随负载变化	用示波器的频率测量功能

面试追问

Q：怎么用示波器判断 QR 是否正常工作？ A：三个关键点：

（1）双通道看 Vds + GATE，GATE 脉冲应在 Vds 最低点；

（2）改变负载看频率是否变化（通常是从重载到中轻载频率上升，极轻载再折返）；

（3）用 Persist 余辉模式看谷底数量——负载越轻，通常越容易看到更多谷底或跳周期；重载更接近第 1 谷底附近。

Q：QR 反激的 ZCD 引脚波形应该是什么样的？ A：退磁期间是正的方波（辅助绕组耦合次级电压），退磁结束后变成正弦谐振波形（Lm + Coss 振荡），波谷对应 Vds 的波谷。

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第九章 7.20 实测波形补充：把理论和板上现象对上

本节来自 7.20测试.xlsx 的实测记录。测试条件如下：

工况	负载
满载	12V 1.5A，VBL 80V 0.43A
轻载	12V 0.1A，VBL 0.01A
输入	90Vac 和 264Vac

这组图不要只看“有没有波形”，要按下面的顺序看：

1. 先看 VDS：判断退磁结束后有没有振铃、下一次开通是不是靠近谷底。
2. 再看 Ids：判断 MOS 导通电流的宽度、峰值、脉冲间隔怎么随输入和负载变化。
3. 最后用 Gate 和 DB101 辅助确认：Gate 对应控制器实际发出的驱动，DB101 对应副边二极管导通/反向耐压状态。

1. VDS 波形：看退磁、空闲振铃和谷底等待

90Vac 满载 VDS	90Vac 轻载 VDS
峰值约 282V	峰值约 296V

264Vac 满载 VDS	264Vac 轻载 VDS
峰值约 550V	峰值约 560V

VDS 波形可以分成三个区间看：

MOS 导通：VDS 被拉到低电平
MOS 关断、次级二极管导通：VDS 抬高到 Vin_dc + 反射电压，并叠加漏感尖峰
退磁结束后：变压器Lm 和 Coss/寄生电容自由振铃，QR 控制器选择谷底附近再开通

90Vac 满载时，VDS 高平台之后很快进入下一次低电平，空闲振铃不明显。这说明满载低压输入下，每个周期要传的能量大，导通时间和退磁时间占满了大部分周期，工作点更靠近 BCM 或第一个谷底附近。

90Vac 轻载时，退磁结束后出现很长一串衰减振铃。负载轻以后，每周期需要传的能量少，控制器不用每次都紧接着开通，会等待后面的谷底，甚至进入跳周期/突发工作。所以你看到的不是“异常振铃”，而是 DCM/QR 轻载下很典型的空闲谐振。

264Vac 满载时，VDS 峰值明显升高到约 550V，这是因为高压输入整流后的母线电压更高，MOS 关断时的电压大致是：

$$ V_{DS,off} \approx V_{in,dc} + V_{or} + V_{leakage} $$

输入从 90Vac 提到 264Vac 后，$$V_{in,dc}$$ 本身就高很多，所以 VDS 峰值自然上升。图中还能看到每个关断平台之间有振铃，说明它不是 CCM 连续电流状态，而是仍有退磁结束后的空闲谐振，只是脉冲更密、更窄。

264Vac 轻载时，VDS 的空闲振铃更长，和 90Vac 轻载一样，也是退磁结束后 Lm + Coss 的自由振荡。轻载不是靠连续传能，而是靠减少有效脉冲、等待更多谷底或突发工作来降低平均功率。

2. Ids 波形：为什么是这种尖脉冲/斜坡形状

90Vac 满载 Ids	90Vac 轻载 Ids
峰值约 1.76A，占空比 28.01%	峰值约 1.58A，占空比 5.640%

264Vac 满载 Ids	264Vac 轻载 Ids
峰值约 1.96A，占空比 8.729%	峰值约 1.76A，占空比 7.679%

Ids 是 MOSFET 导通时的原边电流。MOS 打开后，整流母线电压加在变压器初级励磁电感上，所以原边电流按近似直线斜坡上升：

$$ \frac{di_p}{dt} = \frac{V_{in,dc}}{L_p} $$

MOS 关断后，原边电流不再从 MOS 漏源流过，能量转移到副边二极管和输出端，所以 Ids 会快速回到接近 0。图里的窄尖峰主要来自开关瞬间的寄生电容充放电、电流探头带宽、布线寄生和触发/量测阈值，不要把每一个尖峰都当成稳定的直流电流。

这里的“占空比”要小心理解：示波器是在当前触发、阈值、时基下对 Ids 波形做的 +占空比 测量，它不是控制芯片内部的严格 PWM 占空比，也不完全等于 Gate 占空比。它适合做同一组测试内的趋势比较，但严谨计算导通时间时应直接用游标量 Ton。

3. Gate 波形：确认控制器实际在怎样发脉冲

90Vac 满载 Gate	90Vac 轻载 Gate
高电平约 19.2V	高电平约 19.0V

264Vac 满载 Gate	264Vac 轻载 Gate
高电平约 19.0V	高电平约 19.2V

Gate 波形用来确认控制器有没有正常发出驱动。满载时脉冲更连续，轻载时脉冲更稀疏，这和 VDS/Ids 的观察能对上。

表里 Gate 低电平读数约 5V 左右，这个值不能直接理解成 MOS 没有关断。它可能和测量参考、探头设置、示波器自动测量阈值、屏幕偏置有关。真正判断 MOS 是否关断，应测 Vgs，也就是 Gate 对 Source，而不是只看 Gate 对某个不确定参考点的自动最小值。

4. 为什么 90Vac 满载和轻载占空比变化大，而 264Vac 没有类似变化

这里讨论的是 Gate 波形上的导通占空比，也就是 MOS 实际被驱动导通的时间比例，而不是 Ids 自动测量读数。看 Gate 时要拆成三个时间：

Gate 高电平时间 Ton：MOS 导通、初级储能
退磁时间 Tdemag：MOS 关断、副边二极管导通传能
空闲等待 Tidle：退磁结束后，控制器等谷底、跳周期或进入轻载间歇

Gate 上看到的占空比可以理解为：

$$ D_{gate} = \frac{T_{on}}{T_{on}+T_{demag}+T_{idle}} $$

先看理想的 BCM 情况。对反激来说，副边反射到初级的电压为：

$$ V_{or} = \frac{N_p}{N_s}(V_o + V_D) $$

忽略空闲等待时，导通和退磁满足伏秒平衡：

$$ V_{in} \cdot T_{on} = V_{or} \cdot T_{demag} $$

因此：

$$ D_{BCM} = \frac{T_{on}}{T_{on}+T_{demag}} = \frac{V_{or}}{V_{in}+V_{or}} $$

这个公式说明：在输出电压、二极管压降、匝比基本不变时，Vor 基本不变，理想 BCM 的占空比主要由输入母线 Vin 决定。同一个输入电压下，单看这个公式，负载从满载变轻载并不会让占空比大幅变化。

实际 Gate 波形会变，是因为 QR 反激不是固定频率 PWM，而是峰值电流控制 + 谷底开通 + 轻载/极轻载跳周期共同作用。负载变轻后，控制器需要传的平均功率变小，会同时做两件事：

1. 降低单次导通需要的能量，Ton 可能变短
2. 退磁结束后不急着下一次开通，Tidle 变长，甚至跳过若干个谷底

90Vac 满载时，输入母线低，原边电流上升斜率小：

$$ \frac{di_p}{dt} = \frac{V_{in}}{L_p} $$

要传满载功率，Gate 必须给更长的 Ton，而且周期之间不能等太久，所以 Tidle 很小，波形接近 BCM/第一谷底开通。到了 90Vac 轻载，所需功率大幅下降，Ton 会缩短，同时控制器会等更多谷底或跳周期，Tidle 明显变长。于是 Gate 占空比的分子变小、分母变大，变化自然很明显。

264Vac 时，输入母线本来就高，原边电流上升很快，满载下所需 Ton 已经比较短；同时按 $D_{BCM} = V_{or}/(V_{in}+V_{or})$ 看，高线理论占空比本来就小。负载从满载变轻载时，控制器更多是改变 Gate 脉冲的间隔、谷底数和跳周期密度，而单个 Gate 高电平宽度的比例变化没有 90Vac 那么夸张。所以你会看到 264Vac 满载和轻载的 Gate 占空比变化不如 90Vac 明显。

一句话总结：90Vac 下，满载需要“长 Ton + 少等待”，轻载变成“短 Ton + 长等待”，所以 Gate 占空比变化大；264Vac 下，Ton 原本就短，调功更多体现在脉冲间隔和跳周期上，所以 Gate 占空比变化看起来没那么大。

5. DB101 波形：副边二极管电压为什么高线更大

90Vac 满载 DB101	90Vac 轻载 DB101
约 +12.8V / -21.2V	约 +12.8V / -18.0V

264Vac 满载 DB101	264Vac 轻载 DB101
约 +19.0V / -44.0V	约 +18.0V / -47.0V

DB101 是 12V 输出支路的副边整流二极管。MOS 关断、变压器向副边释放能量时，DB101 正向导通，输出端得到能量；MOS 导通、初级储能时，副边二极管反偏，所以二极管两端会出现反向电压。

264Vac 条件下 DB101 的负向电压明显比 90Vac 大，是正常趋势。输入母线越高，变压器绕组上的电压应力和副边反向应力也会随之增加。这里 264Vac 下约 -44V 到 -47V，90Vac 下约 -18V 到 -21.2V，说明高线输入时二极管反向耐压压力更大。做器件选型或故障判断时，不能只按 90Vac 波形估算副边二极管耐压。

DB101 波形和 VDS 看起来相似，是因为两者都来自同一个变压器绕组电压的反射，但二者的参考点和钳位条件不同，不能简单认为一个就是另一个按匝比缩放。按一个周期分段看会更清楚：

MOS 导通：初级加 Vin_dc 储能，副边绕组极性使 DB101 反偏
MOS 关断：副边绕组极性翻转，DB101 正向导通，输出端得到能量
退磁结束：副边电流降到 0，DB101 关断，副边节点进入自由振铃

这里先把符号定义清楚：Np 是初级绕组匝数，Ns 是 12V 副边绕组匝数。变压器电压比满足：

$$ \frac{V_p}{V_s} = \frac{N_p}{N_s} $$

所以初级电压反射到副边时，要乘的是 $\frac{N_s}{N_p}$；副边电压反射到初级时，要乘的是 $\frac{N_p}{N_s}$。

也就是说，如果只看电压幅值：

$$ \frac{V_{in,dc}}{|V_s|} = \frac{N_p}{N_s} $$

或者反过来写：

$$ \frac{|V_s|}{V_{in,dc}} = \frac{N_s}{N_p} $$

不要把这两个比值写反。DB101 阳极对副边地的负压幅值，本质上就是初级 Vin_dc 反射到副边后的绕组电压幅值。

如果测量点是 DB101 阳极对副边地，也就是图中这种有 +12V 平台、又有负压的波形，则 MOS 导通时 DB101 阳极大约被拉到：

$$ V_{DB101,A} \approx -\frac{N_s}{N_p}V_{in,dc} $$

此时二极管真正承受的反向电压大约是：

$$ V_{R,DB101} \approx V_o + \frac{N_s}{N_p}V_{in,dc} + V_{spike} $$

所以 264Vac 时 DB101 的负压更深，不是二极管异常，而是高线下输入母线被反射到副边后更高。你这组数据里，90Vac 约 -18V ~ -21.2V，264Vac 约 -44V ~ -47V，这个趋势和公式一致。

MOS 关断后，DB101 正向导通，阳极被输出电容钳在：

$$ V_{DB101,A} \approx V_o + V_F $$

所以 90Vac 图里看到约 +12.8V 平台是合理的。264Vac 图中 +18V ~ +19V 更像是正向导通平台上叠加了开关尖峰、振铃或示波器自动读数影响，不能直接理解成输出电压真的升到了 18V。

退磁结束以后，DB101 电流降到 0，二极管关断，副边绕组不再被输出电容通过二极管钳住。这一段对应 VDS 后半段的 DCM 空闲振铃。区别是：

VDS 后半段：主要围绕 Vin_dc 附近振铃，由 Lm 与 MOS Coss/绕组寄生电容形成
DB101 后半段：若测阳极对副边地，主要围绕 0V 附近振铃，同时叠加初级振铃按匝比耦合过来的成分

因此，DB101 的后半段振铃和 VDS 的后半段振铃“同源”，都是退磁结束后变压器绕组进入自由谐振；但中心电压不同。VDS 的中心是直流母线附近，DB101 阳极的中心更接近副边地附近。

前沿尖峰也要分开理解。VDS 关断瞬间的峰值近似是：

$$ V_{DS,peak} \approx V_{in,dc} + V_{or} + V_{leakage\ spike} $$

DB101 反偏瞬间的尖峰则主要叠加在二极管反向电压上，来源包括副边漏感、二极管反向恢复/结电容、走线电感和初级尖峰通过变压器耦合过来的分量。所以 DB101 尖峰和 VDS 尖峰的原因类似，但重点检查对象不完全一样：VDS 尖峰重点看初级漏感和 RCD/钳位吸收；DB101 尖峰重点看副边二极管、RC 吸收、二极管回路面积和副边绕组漏感。

实际检修或复测时，可以按下面这个顺序判断：

看到的 DB101 现象	优先判断	具体检查点
高线 264Vac 的负压明显比低线 90Vac 深	正常趋势	用 $V_o + \frac{N_s}{N_p}V_{in,dc}$ 估算二极管反向应力，确认没有超过二极管额定反压余量
正向平台接近 12V 输出电压	正常导通	说明 MOS 关断期间副边确实在给输出传能，和 VDS 高平台、Ids 回零应能对上
正向平台读数明显高于输出电压很多	不一定是输出升高	先用万用表或示波器低带宽测输出电容两端真实 DC，再看二极管尖峰、探头接地线和带宽限制
反偏瞬间尖峰很高、振铃很密	副边尖峰偏大	查 DB101 型号和反恢复特性、二极管并联 RC 吸收、二极管到输出电容的回路面积、变压器副边漏感
DB101 负压异常变浅，同时输出掉压	可能没有正常反射输入电压	查 MOS 是否正常开关、变压器副边绕组/焊点、DB101 是否短路或漏电、输出电容是否严重短路
DB101 一直没有正常正向平台	副边没有正常传能	查 DB101 开路/虚焊、输出短路保护、初级是否进入打嗝、VCC 是否在启动阈值间反复跳变

6. 用这组实测图反推工作模式

工况	主要波形特征	更接近的工作状态
90Vac 满载	VDS 空闲振铃少，Ids 导通时间长	接近 BCM/第一谷底附近，负载重、低线需要较长导通
90Vac 轻载	VDS 长振铃，Ids 脉冲间隔大	DCM，带明显谷底等待或跳周期
264Vac 满载	VDS 高压平台高，Ids 脉冲窄，仍有振铃	高线 DCM/QR，靠窄脉冲和较高脉冲密度传能
264Vac 轻载	VDS 长振铃，Ids 稀疏窄脉冲	DCM/跳周期，平均功率靠脉冲间隔降低

总结一句话： QR 反激不是“负载一变，单个占空比必然线性变化”的电源。它是变频、谷底开通、峰值电流控制、极轻载跳周期共同作用的结果。低线满载时导通时间会明显拉长；高线时电流上升快，单脉冲本来就窄，负载变化更多体现在脉冲间隔和谷底等待上。