📌引脚功能

1. COMP

内部误差放大器的输出端。外接RC网络到地，用于补偿和稳定反馈环路，是决定电源动态响应和稳定性的关键。

2. VFB

误差放大器的反相输入端。通过分压电阻对输出电压进行采样，与内部2.5V基准比较，产生误差信号以调节脉宽，实现稳压。

3. ISENSE

连接到功率管下方的采样电阻，用于检测主开关电流。当其电压达到1V阈值时，会立即关断当周期的脉冲，实现逐周期电流限制。

4. RT/CT

外接电阻 RT 和电容 CT，用于设定内部振荡器的工作频率。开关频率的计算公式为：fc≈1.72/RT×CT。

5. GND

芯片的信号与功率参考地。

6. OUT

PWM驱动信号输出端。通常采用图腾柱结构，具备强大的灌/拉电流能力，可快速、高效地驱动外部功率MOSFET。

7. VCC

芯片的工作电源。具备关键的欠压锁定 (UVLO) 功能，其启动电压为16V，关闭电压为10V，以确保芯片只在安全的电压范围内工作。

8. VREF

提供一个精确的 +5V 基准电压，为 RT/CT 网络和反馈电路提供稳定可靠的电源参考。

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⚙️ 工作流程

🚀 启动过程

1. 上电与VCC充电: 当AC输入经整流滤波后，高压直流电通过一个大阻值的启动电阻（如300kΩ），开始为VCC引脚外的滤波电容 C_VCC 缓慢充电。此时芯片处于待机状态，启动电流极低（<1mA）。
2. 欠压锁定 (UVLO) 与唤醒: UC3842内置了带有迟滞功能的欠压锁定（Under-Voltage Lockout）电路，这是保证芯片稳定工作的关键。
   • 唤醒阈值 V_ON: 当 C_VCC 上的电压缓慢爬升至 16V 时，达到UVLO的开启阈值。此时UVLO电路动作，解除锁定，芯片被“唤醒”。
   • 关断阈值 V_OFF: 如果VCC电压跌落至 10V，芯片会再次进入锁定状态，停止工作。
   • 迟滞窗口: 16V开启、10V关闭的这个6V电压差，有效防止了VCC电压在阈值点附近波动而引起的芯片反复启停。
3. 芯片启动与控制权交接: 一旦UVLO解除，芯片立即进入正常工作状态：
   • VREF 建立: 内部5V基准电压 VREF 迅速建立并稳定输出。
   • 振荡器工作: RT/CT 引脚配置的振荡器开始工作，产生时钟信号。
   • 首次脉冲: OUTPUT 引脚输出第一串PWM脉冲，驱动MOSFET开始开关动作。
4. 辅助绕组接管供电: MOSFET工作后，变压器开始传输能量，其辅助绕组上产生的感应电压经二极管整流和电容滤波后，会为VCC提供一个稳定（通常在12V-15V之间）且高效的持续供电。此时，功率消耗较大的启动电阻的使命基本完成，辅助绕组正式“接管”芯片的供电任务。

注意： 如果VCC电容 C_VCC 的容值选取过小，可能会出现在辅助绕组还未建立稳定供电前，C_VCC 的电压就已从16V跌落至10V以下的情况。这会导致芯片关断、重新充电、再次启动……如此往复，形成“打嗝”现象。

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⚡️ 电流内环

1. 周期开始: 每个开关周期的起点，由内部振荡器置位PWM锁存器，OUTPUT 输出高电平，外部MOSFET导通。
2. 电流爬升与采样: MOSFET导通后，变压器初级绕组的电流从零开始线性增加。这个电流流过与MOSFET源极串联的电流采样电阻 R_SENSE，在其上产生一个与电流成正比的、线性上升的电压斜坡 V_ISENSE。
3. 电流比较与关断: V_ISENSE 的电压被实时送入内部电流比较器的同相输入端，与来自电压外环的误差电压 V_COMP（经过内部处理后的值）在反相输入端进行比较。
   • 一旦 V_ISENSE 的电压追上并超过 V_COMP 所设定的阈值，电流比较器立即翻转，复位PWM锁存器。
4. 周期结束: PWM锁存器被复位后，OUTPUT 引脚立即变为低电平，MOSFET关断，初级电流截断。MOSFET将保持关断，直到下一个时钟周期到来，重复此过程。
5. 峰值限流保护: ISENSE 引脚内部还有一个固定的 1V 硬件保护阈值。无论 V_COMP 电压有多高，只要 V_ISENSE 电压触及1V，PWM周期将立即被终止。这提供了一个极为可靠的、逐周期生效的硬件过流保护，有效防止了变压器饱和和MOSFET损坏。采样电阻 R_SENSE 的值通常由最大峰值电流决定：

$$
R_{SENSE} = \frac{1V}{I_{peak(max)}}
$$

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🌍 电压外环

1. 输出采样: 在电源的次级（输出侧），通常使用一个精密基准源（如 TL431）来精确采样输出电压。
2. 误差隔离与传递: 采样到的电压与TL431的内部基准比较后，驱动一个光电耦合器。光耦的作用是在电气隔离的前提下，将输出电压的误差信号传递回初级侧。
3. 脉宽调节 (两种经典方式): 光耦在初级侧通过调节内部误差放大器（E/A）的状态，最终改变 COMP 引脚的电压。根据电路设计的不同，主要有两种反馈方式：
   • 方式一：反馈至 VFB，控制误差放大器 (最常用)
     • 电路结构: 这是最经典的应用方式。光耦的输出端连接到 VFB 引脚（误差放大器的反相输入端）。VFB 通过电阻网络与 VREF 和光耦相连。
     • 工作原理: 误差放大器（E/A）将 VFB 引脚的电压与内部 2.5V 的基准电压进行比较，其输出就是 COMP 引脚的电压。
       • 当输出电压 V_out 偏高时: TL431导通增强 → 光耦电流增大 → VFB 电压被拉低 → 误差放大器使得 COMP 电压降低。
       • 当输出电压 V_out 偏低时: TL431导通减弱 → 光耦电流减小 → VFB 电压升高 → 误差放大器使得 COMP 电压升高。
   • 方式二：直接控制 COMP 引脚
     • 电路结构: 在这种方式下，VFB 引脚直接接地或接固定偏置，使其不起作用。光耦的集电极则直接连接到 COMP 引脚。
     • 工作原理: COMP 引脚内部有一个上拉电流源。光耦的导通程度直接决定了从 COMP 引脚“吸走”多少电流，从而直接控制其电压高低。
       • 当输出电压 V_out 偏高时: 光耦导通增强，直接将 COMP 引脚的电压拉低。
       • 当输出电压 V_out 偏低时: 光耦导通减弱，COMP 引脚的电压在其内部电流源作用下升高。
   最终效果: 无论采用哪种方式，最终都是通过改变 COMP 电压来调节PWM占空比。一个更低的 COMP 电压意味着 V_ISENSE 上的电流斜坡只需爬升到一个更低的值就能关断MOSFET，从而缩短导通时间（减小占空比），减少能量传输，使输出电压回落至设定值，反之亦然，最终形成一个稳定的闭环控制。

状态变化	VFB (Pin 2)	COMP (Pin 1)	占空比 (D)
负载减轻	↑	↓	↓
负载加重	↓	↑	↑

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🛠️ 调试要点

核心挑战：环路不稳定与电感啸叫

在调试中，最常见也最令人头疼的问题就是环路不稳定，其典型表现为：

• “大小波”现象：PWM占空比在极大和极小值之间剧烈振荡。
• 电感啸叫：不稳定的占空比导致电感电流中含有低频分量，从而产生人耳可闻的噪声。

根本原因在于，UC3842要稳定工作，其内部的PWM比较器必须在每个周期都有一个干净、稳定的斜坡信号进行比较。如果ISENSE引脚的信号质量不佳（例如在BUCK电路中，或噪声干扰严重），PWM生成就会与内部时钟脱节，导致振荡。

关键解决方案：斜坡补偿 (Slope Compensation)

这是解决上述问题的“杀手锏”。尤其是在BUCK、BOOST等拓扑或者占空比大于50%的应用中，斜坡补偿几乎是必需的。

• 操作方法：将振荡器引脚（RT/CT，引脚4）产生的锯齿波，通过一个电阻电容网络耦合到电流采样引脚（ISENSE，引脚3）。
• 实现原理：
  1. 强制同步：在原有的电流采样信号上，叠加一个来自振荡器的、纯净的锯齿波斜坡。这确保了PWM比较器每周期都有一个可靠的基准斜坡，使PWM频率与振荡频率严格同步。
  2. 抑制振荡：这个额外叠加的斜坡可以有效抑制电流模控制固有的次谐波振荡，从而使环路在各种工况下都能保持稳定。

推荐调试流程：先开环，后闭环

1. 第一步：开环调试 (验证电流内环)
   • 操作：暂时断开电压反馈环，例如将FB（引脚2）接地。同时，在COMP（引脚1）上外接一个可调直流电源（例如0-5V）。
   • 目的：独立验证“电流环路”和“驱动电路”是否工作正常。通过手动调节COMP引脚的电压，观察输出PWM的占空比是否能从小到大平滑、稳定地变化。如果这一步正常，说明电路的“动力”部分没问题。
2. 第二步：闭环调试 (调节电压外环)
   • 操作：在开环测试通过后，移除COMP引脚上的可调电源，恢复FB引脚的反馈网络。
   • 目的：开始调节电压环的补偿参数（即1脚和2脚外的RC网络），使输出电压能够精确、稳定地锁定在目标值。