非隔离 DC-DC 的核心不是背公式，而是用电感伏秒平衡、电容电荷平衡和器件应力分析，把拓扑、波形、选型、控制和保护串起来。面试时先声明假设：默认工作在 CCM 稳态，忽略开关管导通压降、二极管压降和寄生参数；实际设计再把损耗、温升、EMI 和裕量补进去。
1. 非隔离 DC-DC 的基本边界
非隔离 DC-DC 指输入和输出没有变压器电气隔离，通常共地或存在直接电气关联。
| 优势 | 边界与风险 |
|---|---|
| 结构简单，功率级器件少，效率高，体积和成本容易控制。 | 没有安全隔离，不能直接承担市电隔离职责。 |
| 控制芯片和参考设计丰富，适合板级电源和电池供电系统。 | 输入扰动、地噪声和故障更容易传到输出侧。 |
| Buck、Boost、反相 Buck-Boost、同步 Buck、四开关 Buck-Boost 等拓扑覆盖范围广。 | 输入输出存在电气关联，安规、接地和系统故障路径要单独评估。 |
本文重点讲三大基础拓扑：
| 拓扑 | 功能 | 理想 CCM 传输关系 | 输出极性 | 典型应用 |
|---|---|---|---|---|
| Buck | 降压 | $V_o=DV_{in}$ | 同极性 | 12V 转 5V、5V 转 1.2V |
| Boost | 升压 | $V_o=\frac{V_{in}}{1-D}$ | 同极性 | 电池升压、PFC 前级、小功率升压 |
| 反相 Buck-Boost | 升降压 | $V_o=-\frac{D}{1-D}V_{in}$ | 反极性 | 负电源、偏置电源 |
2. 伏秒平衡与电荷平衡
2.1 电感伏秒平衡
稳态下，电感电流在每个开关周期开始和结束时应回到同一个值，因此一个周期内电感电压积分为 0：
$$
\Delta I_L=\frac{1}{L}\int_0^T v_L(t)dt=0
$$
也就是：
$$
V_{L,on}DT+V_{L,off}(1-D)T=0
$$
用绝对值推导时常写成：
$$
V_{on}T_{on}=V_{off}T_{off}
$$
如果伏秒不平衡，电感电流会逐周期爬升或下降。爬升到磁芯饱和后，电感近似变成低阻铜线，MOSFET 很容易因过流损坏。
2.2 电容电荷平衡
稳态下，输出电容一个周期内的净电荷变化为 0：
$$
\Delta Q=\int_0^T i_C(t)dt=0
$$
这意味着电容不能长期只充电或只放电。输出纹波、电容 RMS 电流和负载动态响应，都可以从电容电流波形分析出来。
3. 三大基本拓扑公式推导
3.1 Buck 降压电路
Buck 的特征是开关管串联在输入端，电感串联在输出端。
导通期间：
- 高侧开关导通，开关节点约为 $V_{in}$。
- 电感左端为 $V_{in}$，右端为 $V_o$。
- 电感电压：$V_L=V_{in}-V_o$。
关断期间：
- 开关管关断，电感电流通过二极管或同步下管续流。
- 开关节点约为 0V。
- 电感电压：$V_L=-V_o$。
伏秒平衡：
$$
(V_{in}-V_o)D+(-V_o)(1-D)=0
$$
整理得：
$$
V_o=DV_{in}
$$
电感纹波：
$$
\Delta I_L=\frac{(V_{in}-V_o)D}{Lf_{sw}}
=\frac{V_o(1-D)}{Lf_{sw}}
=\frac{V_o(V_{in}-V_o)}{V_{in}Lf_{sw}}
$$
Buck 中电感平均电流约等于输出电流：
$$
I_{L,avg}=I_o
$$
3.2 Boost 升压电路
Boost 的特征是电感串联在输入端，开关管把电感后端周期性拉到地。
导通期间：
- 开关管导通，电感右端接地。
- 二极管反偏，输出靠电容供电。
- 电感电压：$V_L=V_{in}$。
关断期间：
- 开关管关断，电感电流通过二极管流向输出端。
- 电感与输入电源串联向负载供能。
- 电感电压：$V_L=V_{in}-V_o$。
伏秒平衡：
$$
V_{in}D+(V_{in}-V_o)(1-D)=0
$$
整理得：
$$
V_o=\frac{V_{in}}{1-D}
$$
电感纹波：
$$
\Delta I_L=\frac{V_{in}D}{Lf_{sw}}
=\frac{V_{in}(V_o-V_{in})}{V_oLf_{sw}}
$$
Boost 中电感平均电流约等于输入电流：
$$
I_{L,avg}=I_{in}\approx\frac{V_oI_o}{\eta V_{in}}
$$
这也是 Boost 在低输入电压、大功率时特别容易电流很大的原因。
3.3 反相 Buck-Boost
反相 Buck-Boost 的输出极性与输入相反。
导通期间：
- 开关管导通，输入电源直接给电感充能。
- 二极管反偏，负载由输出电容供电。
- 电感电压：$V_L=V_{in}$。
关断期间：
- 开关管关断，电感电流通过二极管向输出端释放能量。
- 输出电压相对输入地为负。
- 若用输出电压绝对值 $|V_o|$ 表示，电感电压：$V_L=-|V_o|$。
伏秒平衡：
$$
V_{in}D-|V_o|(1-D)=0
$$
整理得绝对值关系：
$$
|V_o|=\frac{D}{1-D}V_{in}
$$
带极性的完整表达式：
$$
V_o=-\frac{D}{1-D}V_{in}
$$
电感纹波：
$$
\Delta I_L=\frac{V_{in}D}{Lf_{sw}}
=\frac{V_{in}|V_o|}{(V_{in}+|V_o|)Lf_{sw}}
$$
电感平均电流与输入/输出电流关系：
$$
I_{in}=DI_{L,avg},\quad I_o=(1-D)I_{L,avg}
$$
所以：
$$
I_{L,avg}=\frac{I_o}{1-D}
$$
4. CCM、BCM、DCM 与 FCCM
4.1 三种导通模式
| 模式 | 判断条件 | 波形特征 | 影响 |
|---|---|---|---|
| CCM | 电感电流谷值大于 0 | 电感电流连续 | 公式简单，适合中大功率 |
| BCM | 电感电流谷值刚好等于 0 | 临界连续 | 常用于临界模式控制 |
| DCM | 电感电流有一段时间为 0 | 三角波 + 零电流平台 | 轻载常见，传输关系与负载有关 |
对于非同步 Buck，近似判据为：
$$
I_o>\frac{\Delta I_L}{2}\Rightarrow CCM
$$
$$
I_o=\frac{\Delta I_L}{2}\Rightarrow BCM
$$
$$
I_o<\frac{\Delta I_L}{2}\Rightarrow DCM
$$
若满载纹波率设计为：
$$
r=\frac{\Delta I_L}{I_{o,max}}\approx0.2\sim0.4
$$
当 $r=0.3$ 时，临界负载约为满载的 15%。这意味着负载高于约 15% 时通常在 CCM，轻载时可能进入 DCM。
4.2 DCM 为什么不能直接套 CCM 公式
CCM 中，电感电流全周期连续，传输关系主要由占空比决定。DCM 中，电感有一段时间电流为 0，电感释放完能量后停止参与功率传输。
因此 DCM 下：
- Buck 不再严格满足 $V_o=DV_{in}$。
- Boost 不再严格满足 $V_o=V_{in}/(1-D)$。
- 输出电压会与负载、电感、频率一起相关。
面试回答重点：CCM 公式来自伏秒平衡加连续电流假设，轻载 DCM 时负载也进入传输关系。
4.3 同步整流、二极管仿真与 FCCM
非同步整流使用二极管续流；同步整流用 MOSFET 替代二极管，降低导通损耗。
| 项目 | 非同步整流 | 同步整流 |
|---|---|---|
| 续流器件 | 二极管 | MOSFET |
| 主要损耗 | $V_FI$ | $I^2R_{DS(on)}$ |
| 控制复杂度 | 低 | 高，需要互补驱动和死区 |
| 轻载行为 | 自动 DCM | 可 DCM，也可 FCCM |
同步整流有两种常见轻载策略：
- 二极管仿真模式：检测到电感电流接近 0 时关闭下管，防止反向电流，轻载效率高。
- FCCM 强制连续模式：上下管仍按互补 PWM 工作，允许电感电流反向，频率固定、动态好，但轻载效率差。
FCCM 常用于对频率固定、噪声谱可控、动态响应要求高的场景；二极管仿真更适合电池供电和轻载待机场景。
4.4 PWM、PFM 与 Buck SW 节点实测波形
先抓住一句话：
PWM/PFM 是调制策略，CCM/DCM 是电感电流状态；SW 节点波形能把两者同时暴露出来。
也就是说：
- PWM / PFM：控制器怎样调节输出。
- CCM / BCM / DCM：电感电流有没有断续。
- SW 节点：最容易用示波器看到这些状态的观察点。
PWM 与 PFM 的核心区别
| 项目 | PWM | PFM / Pulse-Skipping / Burst |
|---|---|---|
| 控制变量 | 频率基本固定，主要调占空比或导通时间。 | 单个脉冲能量接近固定或受限，主要调脉冲间隔/脉冲个数。 |
| 典型负载 | 中载、重载。 | 轻载、待机、空载附近。 |
| SW 节点观测 | 周期连续，频谱集中在开关频率及其谐波。 | 一串开关脉冲后停一段时间，等效开关频率降低。 |
| 优点 | 纹波频率固定，EMI 和滤波设计更可控，动态响应好。 | 轻载开关次数少，驱动损耗和开关损耗低，待机效率高。 |
| 代价 | 轻载仍频繁开关，效率可能下降。 | 低频纹波和听感噪声风险更高，频谱更分散。 |
为什么看 SW 节点
以同步 Buck 为例，SW 节点是高侧 MOSFET、低侧 MOSFET 和电感连接的开关节点。示波器测这个点，能直接看到上管导通、下管续流、轻载停振/跳脉冲、寄生振铃等信息。测量时探头地线要尽量短，最好用接地弹簧靠近功率回路，否则探头环路会把尖峰和振铃测得很夸张。
PFM：轻载跳脉冲
先看一张总览图，记住 PFM 的整体节奏：
PFM 轻载时，控制器不会每个周期都开关。输出电压高于调节点附近时，芯片暂停开关，电感电流降到 0 后 SW 节点进入高阻状态；这时电感、MOSFET 输出电容、二极管/体二极管结电容等寄生参数会形成衰减振铃，SW 波形会围绕输出电压附近摆动。等反馈电压再次低于阈值，控制器再打出一组脉冲补能。
展开看 PFM 的一个脉冲，重点看三段：
| 阶段 | SW 节点 | 电感电流 | 物理含义 |
|---|---|---|---|
| 1. 高侧管导通 | 接近 $V_{in}$ | 上升 | 电感电压约为 $V_{in}-V_o$，输入给电感和负载供能。 |
| 2. 低侧续流 | 接近 0V 或略低于 0V | 下降 | 高侧管关断，低侧 MOSFET 或体二极管提供续流路径。 |
| 3. 高阻振铃 | 围绕某个电压衰减振荡 | 已到 0 | 低侧管关闭，SW 节点由寄生 LC 自由振荡。 |
这里最关键的判断是：如果脉冲之间有明显空档，而且空档里 SW 在振铃，通常说明电感电流已经断续，芯片进入轻载省电类模式。
PWM / CCM：固定频率连续方波
先看一张总览图，先认出 PWM 的连续节奏：
PWM/CCM 重载时，电感电流谷值仍大于 0，高侧管和低侧管按固定频率交替导通，SW 节点就是规则的方波。高电平宽度是 $t_{on}$，低电平宽度是 $t_{off}$，周期为 $T$，占空比为：
$$
D=\frac{t_{on}}{T}
$$
理想 Buck 中，SW 节点的平均值就是输出电压：
$$
V_o \approx D V_{in}
$$
在理想 Buck 中，高电平对应上管导通时间，低电平对应下管续流时间。如果波形周期稳定、脉冲连续，而且电感电流没有降到 0，就可以按 CCM 关系理解：
- 占空比：$D=t_{on}/T$
- 输出电压：$V_o \approx D V_{in}$
- 开关频率：$f_{sw}=1/T$
看 SW 波形怎么判断
| 观察到的现象 | 优先想到什么 |
|---|---|
| 固定频率连续方波 | 多数情况下处于 PWM；若电感电流谷值大于 0，则为 CCM。 |
| 一串脉冲后长时间停顿 | 轻载 PFM、跳脉冲或突发模式，常用于提高轻载效率。 |
| 停顿期间 SW 衰减振铃 | 电感电流已经到 0，SW 节点进入高阻，由寄生 LC 自由振荡。 |
| 上升/下降沿尖峰很大 | 先检查热回路布局、输入电容位置、探头接地和吸收网络。 |
| 周期忽长忽短且输出异常 | 可能有环路稳定性、最小导通/关断时间、限流或模式切换问题。 |
面试或调试时可以这样收尾：重载常见 PWM + CCM，轻载常见 PFM/跳脉冲 + DCM；但具体模式一定要以芯片数据手册和实测电感电流为准。
5. 纹波、电感与电容设计
5.1 电感纹波率怎么选
工程上常令满载电感纹波率：
$$
r=\frac{\Delta I_L}{I_{L,avg,max}}\approx0.2\sim0.4
$$
常用起点是 30%。
| 纹波设计偏小 | 纹波设计偏大 |
|---|---|
| 电感量大，体积和成本上升。 | 峰值电流升高，电感更容易饱和。 |
| DCR 通常增大，大电流时铜损上升。 | MOSFET、二极管、电容 RMS 电流增大。 |
| 电流变化慢，负载瞬态响应变差。 | 磁芯交流损耗和输出纹波增大。 |
所以 20%~40% 不是物理定律，而是体积、效率、温升、纹波和动态之间的折中。
5.2 电感量计算与最恶劣工况
设计步骤：
- 确定输入电压范围、输出电压范围、最大负载电流和频率。
- 选定目标纹波率 $r$。
- 找到最大平均电感电流。
- 计算目标纹波 $\Delta I_L=rI_{L,avg,max}$。
- 在电压范围内寻找产生最大纹波的工况，反推电感量。
- 用峰值电流校核饱和电流。
Buck：
$$
L=\frac{V_o(V_{in}-V_o)}{V_{in}f_{sw}\Delta I_L}
$$
对于固定 $V_{in}$，当 $V_o=V_{in}/2$ 时纹波最大。若输出电压范围包含这个点，应按该点校核；若不包含，就取范围内最接近 $V_{in}/2$ 的输出点。输入电压通常取最高值校核纹波。
Boost：
$$
L=\frac{V_{in}(V_o-V_{in})}{V_of_{sw}\Delta I_L}
$$
对于固定 $V_o$，当 $V_{in}=V_o/2$ 时纹波电压因子最大。实际设计还必须同时校核低输入电压下的最大输入电流，因为此时电感平均电流和峰值电流最大。
反相 Buck-Boost：
$$
L=\frac{V_{in}|V_o|}{(V_{in}+|V_o|)f_{sw}\Delta I_L}
$$
同样需要分别校核最大纹波工况和最大电感平均电流工况。
5.3 电感峰值、RMS 与饱和
电感峰值电流：
$$
I_{L,peak}=I_{L,avg,max}+\frac{\Delta I_L}{2}
$$
| 选型参数 | 关注原因 |
|---|---|
| 饱和电流 $I_{sat}$ | 建议大于 $I_{L,peak}$ 的 1.2~1.5 倍，不能只看典型值。 |
| 温升电流 $I_{rms}$ | 决定铜损和温升，关系到长期可靠性。 |
| DCR | 直接影响效率，尤其大电流 Buck 很敏感。 |
| 磁芯材料和屏蔽结构 | 影响磁芯损耗、EMI 和温升。 |
| 感量随电流下降曲线 | 很多电感接近饱和前感量已经明显下降，会导致纹波继续增大。 |
电感不是“电流标称越大越好”。大电流低 DCR 器件往往体积大、成本高；小封装器件则可能温升或饱和不够。
5.4 输出纹波电压
输出纹波主要由电容充放电和 ESR 共同决定。对 Buck 输出端，常用近似：
$$
\Delta V_o\approx \Delta I_L\cdot ESR+\frac{\Delta I_L}{8C_of_{sw}}
$$
| 电容类型 | 纹波主导因素 | 设计重点 |
|---|---|---|
| 电解/钽电容 | ESR 往往主导纹波 | 单纯加容量不一定有效，应选择 Low ESR 或多颗并联。 |
| MLCC 陶瓷电容 | ESR 很小，容量项更关键 | 注意 DC Bias 后的有效容量，标称值不等于工作值。 |
陶瓷电容要特别注意 DC Bias：标称 22uF 的 MLCC，在高直流偏置下有效容量可能只剩一半甚至更低。
5.5 电容 RMS 电流
电容会因为 RMS 纹波电流发热：
$$
P_C=I_{C,rms}^2ESR
$$
| 位置 | 电流特征 | 近似 RMS/风险 |
|---|---|---|
| Buck 输入电容 | 承受脉冲电流，di/dt 大 | $I_{Cin,rms}\approx I_o\sqrt{D(1-D)}$，最容易发热和引起 EMI。 |
| Buck 输出电容 | 主要承受电感三角纹波 | $I_{Cout,rms}\approx\Delta I_L/\sqrt{12}$，压力相对温和。 |
| Boost 输出电容 | 承受断续脉冲电流 | $I_{Cout,rms}\approx I_o\sqrt{D/(1-D)}$，高升压比时很严苛。 |
| Boost 输入电容 | 输入电感电流较连续 | RMS 压力相对小，但仍需高频去耦。 |
面试重点：大电流 Buck 的输入电容、Boost 的输出电容最容易被忽略，但它们常常是发热和寿命的关键。
6. MOSFET、二极管与同步整流选型
6.1 MOSFET 电压应力
理想情况下：
| 拓扑 | MOSFET 主要耐压 |
|---|---|
| Buck | $V_{in,max}$ |
| Boost | $V_{o,max}$ |
| 反相 Buck-Boost | $V_{in,max}+ |
实际选型需考虑尖峰和降额，常取 1.3~1.5 倍以上。高频大电流布局差时，尖峰可能远超理论值，应结合示波器实测和吸收电路修正。
6.2 MOSFET 电流与损耗
MOSFET 电流要按峰值和 RMS 双重校核。
导通损耗：
$$
P_{cond}=I_{rms}^2R_{DS(on)}
$$
注意 $R_{DS(on)}$ 会随结温升高，热态值通常明显大于 25 摄氏度数据。
开关损耗近似：
$$
P_{sw}\approx\frac{1}{2}VI(t_r+t_f)f_{sw}
$$
驱动损耗：
$$
P_{gate}=Q_gV_{gs}f_{sw}
$$
选 MOSFET 不能只看 $R_{DS(on)}$。低内阻通常意味着更大的 $Q_g$、$C_{oss}$ 和米勒电荷，高频下开关损耗可能反而更差。常用综合指标：
$$
FOM=R_{DS(on)}\times Q_g
$$
低压大电流 Buck 更偏向低 $R_{DS(on)}$；高频高压应用更关注 $Q_g$、$Q_{gd}$、$C_{oss}$ 和开关损耗。
6.3 二极管选型
异步拓扑中，二极管关键参数：
| 参数 | 设计意义 |
|---|---|
| 反向耐压 $V_R$ | 决定关断时是否能承受拓扑电压应力和尖峰。 |
| 平均电流 $I_F$ | 决定长期导通能力和热设计。 |
| 峰值浪涌电流 | 决定启动、短路和瞬态冲击下是否可靠。 |
| 正向压降 $V_F$ | 直接决定导通损耗，低压大电流时尤其关键。 |
| 反向恢复时间 $t_{rr}$ | 决定换向尖峰和开关损耗，普通整流管不适合高频 DC-DC。 |
耐压关系：
| 拓扑 | 二极管主要反向耐压 |
|---|---|
| Buck | $V_{in,max}$ |
| Boost | $V_{o,max}$ |
| 反相 Buck-Boost | $V_{in,max}+ |
低压场合优先选肖特基，原因是 $V_F$ 低且几乎没有反向恢复。高压场合肖特基耐压和漏电受限，可能需要超快恢复二极管或 SiC 二极管。
普通整流管不适合高频 DC-DC。反向恢复太慢时，MOSFET 导通瞬间二极管还没关断，会造成很大的反向恢复电流尖峰，严重时直接损坏器件。
6.4 同步整流的收益与风险
二极管损耗：
$$
P_D\approx V_FI
$$
同步 MOS 损耗：
$$
P_{sync}\approx I_{rms}^2R_{DS(on)}
$$
低压大电流时，同步整流收益非常明显。例如 5V/20A 输出，二极管压降 0.5V 就是约 10W 损耗，同步 MOS 可能只有几瓦甚至更低。
| 同步整流收益 | 同步整流风险 |
|---|---|
| 用 $I^2R_{DS(on)}$ 替代二极管 $V_FI$，低压大电流效率提升明显。 | 上下管可能直通，需要可靠死区和驱动互锁。 |
| 热损耗降低，散热压力减小。 | 死区期间体二极管仍可能导通，带来反向恢复和损耗。 |
| 适合高电流 Buck 和双向功率流场景。 | 轻载可能出现反向电流，影响效率和系统供电方向。 |
| 可配合控制器实现 FCCM、二极管仿真等模式。 | 驱动时序、采样噪声和 PCB Layout 要求更高。 |
7. 开关频率选择
开关频率是体积、效率、动态和 EMI 的折中。
| 提高开关频率带来的收益 | 频率升高带来的代价 |
|---|---|
| 电感和输出电容可以变小，电源体积更容易压缩。 | MOSFET 开关损耗增加，发热和效率压力变大。 |
| 控制带宽潜力更高，负载瞬态响应更快。 | 栅极驱动损耗增加，驱动器和栅极电阻也会发热。 |
| 同样的 LC 参数下，输出纹波更容易滤除。 | 电感磁芯损耗增加，磁件温升可能成为限制。 |
| 开关频率远高于控制带宽时，环路设计更容易获得采样裕量。 | EMI 更难处理，开关沿、寄生振铃和布局都会更敏感。 |
| 有利于便携设备使用小型贴片电感和 MLCC。 | 最小导通/关断时间更容易触发，极端占空比下可能失控。 |
最小导通时间约束：
$$
T_{on}=DT_s=\frac{D}{f_{sw}}
$$
如果高压差 Buck 中 $D$ 很小，频率又很高，可能出现：
$$
T_{on}<T_{on,min}
$$
此时控制器无法输出足够窄的脉冲，会出现跳脉冲、输出过压或调节异常。
典型频率范围：
| 应用场景 | 常见频率 | 选择逻辑 |
|---|---|---|
| 中大功率工业电源 | 100kHz~500kHz | 空间相对充裕，优先保证效率、温升和 EMI。 |
| 小体积便携设备 | 1MHz~3MHz | 通过高频压缩电感和电容体积，接受一定效率损失。 |
| 车载电源 | 约 400kHz 或 2.1MHz | 避开 AM 广播频段，降低对车载收音系统的干扰。 |
面试回答可以说：先以 300kHz~500kHz 作为常规起点；高压大电流降频保效率，小体积低功率升频压缩电感。
8. 自举驱动与高侧 N-MOS
8.1 为什么需要自举
高侧 N-MOS 导通要求：
$$
V_{GS}=V_G-V_S
$$
在 Buck 中，高侧管导通时源极 $V_S$ 会被抬到接近 $V_{in}$。如果栅极只用固定 10V 或 12V 驱动，则：
$$
V_{GS}=12V-V_{in}
$$
这显然无法让高侧 N-MOS 正常导通。因此需要一个跟随开关节点浮动的高侧驱动电源，自举电容就相当于给高侧驱动供电的浮动小电池。
8.2 自举工作过程
| 阶段 | 开关节点状态 | 自举电容/驱动状态 | 关键结论 |
|---|---|---|---|
| 充电阶段 | 低侧管导通或二极管续流，开关节点接近地。 | 驱动电源通过自举二极管给自举电容充电，电压约为 $V_{CC}-V_D$。 | 必须给自举电容周期性补电。 |
| 供电阶段 | 高侧管导通，开关节点抬升到 $V_{in}$。 | 自举电容把高侧驱动供电脚抬到 $V_{in}+V_{boot}$，维持 $V_{GS}\approx V_{boot}$。 | 高侧 N-MOS 能在源极悬浮时导通。 |
| 限制条件 | 高侧长时间导通时开关节点不回低电位。 | 自举电容被静态电流、栅极电荷和漏电逐渐放电。 | 自举驱动通常不能长期 100% 占空比。 |
8.3 自举电容估算
自举电容要保证高侧导通期间电压跌落不超过允许值：
$$
C_{boot}\ge\frac{Q_g+I_{HB}T_{on}+Q_{leak}}{\Delta V_{boot}}
$$
工程上常取计算值的 5~10 倍，并使用低 ESR/ESL 陶瓷电容，紧贴驱动芯片 VB/VS 引脚。
9. 控制方式与环路补偿
9.1 电压模式与电流模式
| 控制方式 | 特点 | 优点 | 难点 |
|---|---|---|---|
| 电压模式 | 只反馈输出电压 | 结构简单，抗噪声较好 | 补偿复杂，输入扰动响应慢 |
| 峰值电流模式 | 内部控制电感峰值电流 | 动态快，天然限流，补偿较简单 | 占空比大于 0.5 时需斜坡补偿 |
| 平均电流模式 | 控制电感平均电流 | 精度高，适合 PFC/并联 | 环路更复杂 |
9.1.1 电压模式控制原理
电压模式只有一个外环：先把输出电压采样回来，与基准电压比较，再把误差信号送去和固定频率锯齿波比较，得到 PWM 占空比。它不直接管电感电流，电流限制通常要另外加保护电路。
这种方式的优点是结构直观、抗噪声较容易做，但功率级本质上还是 LC 双极点，所以负载突变或输入突变时，输出电压往往要先经过电感和电容的“追赶”，动态响应相对慢，补偿也更讲究。
9.1.2 峰值电流模式控制原理
峰值电流模式是电压外环 + 电流内环的双闭环结构。外环先根据输出电压误差生成一个控制电平，内环每个开关周期都会比较电感电流采样信号和这个控制电平；当电流上升到阈值时，比较器立刻复位 PWM，关断开关管。
它的关键好处有三个：
- 逐周期限流，每个周期都能直接限制峰值电流。
- 动态更快，电压环不必直接去“驾驭”整个 LC 储能网络。
- 补偿更简单，功率级更接近一阶系统，设计和调试都更顺手。
代价是它对电流采样噪声更敏感，而且在 CCM 下，当占空比偏大时需要认真处理斜坡补偿，否则容易出现后面的次谐波震荡。
Buck 常见电流模式控制；Boost、Buck-Boost 因存在右半平面零点，环路带宽更受限制。
9.2 Buck 的 LC 双极点
Buck 功率级有 LC 双极点：
$$
f_o=\frac{1}{2\pi\sqrt{LC}}
$$
输出电容 ESR 带来零点：
$$
f_{ESR}=\frac{1}{2\pi ESR C}
$$
电压模式 Buck 通常需要 Type II 或 Type III 补偿；电流模式 Buck 因内环把电感近似变成受控电流源，外环补偿更简单。
9.3 Boost 的右半平面零点
CCM Boost 有一个非常重要的右半平面零点。物理含义是：当控制器增大占空比时，短时间内电感给输出放能的时间反而减少，输出电压会先朝相反方向变化。
理想 Boost 近似：
$$
f_{RHPZ}\approx\frac{R_{load}(1-D)^2}{2\pi L}
$$
影响：
- 占空比越大，RHP 零点频率越低。
- 负载越重，$R_{load}$ 越小，RHP 零点频率越低。
- 环路带宽通常要远低于 RHP 零点，常取其 1/5 甚至更低。
这就是 Boost 和 Buck-Boost 的动态通常比 Buck 难做的原因。面试中能讲出 RHP 零点，是明显加分点。
9.4 斜坡补偿
峰值电流模式在 CCM 下，且占空比 $D>0.5$ 时容易出现次谐波振荡，表现为电感电流一大一小交替震荡。
解决方法是加入斜坡补偿，把人工斜坡叠加到电流采样信号或 PWM 比较端。很多电源控制芯片内部已经集成，但设计时仍要确认适用范围。
9.4.1 次谐波震荡是什么
次谐波震荡不是普通的随机噪声，而是峰值电流模式里的周期翻倍失稳。它最典型的外观是：开关频率还是 $f_{sw}$，但电感电流峰值却会一高一低地交替变化，严重时等效上会冒出 $f_{sw}/2$ 的振荡分量。
9.4.2 为什么占空比大于 50% 更容易出问题
在 CCM 下，当 $D>0.5$ 时，关断区间太短，前一周期留下的电流扰动来不及充分衰减，就会被下一周期继续放大，最后形成“高、低、高、低”交替的振荡。对于 Buck、Boost、Flyback 这类峰值电流模式电路，这通常是最先要警惕的稳定性问题之一。
9.4.3 斜坡补偿怎么起作用
斜坡补偿的思路很直接：在电流采样信号里额外叠加一个人工斜坡，让比较器看到的不是单纯的电感电流，而是“电感电流 + 补偿斜坡”的合成信号。这样一来，电流内环的离散采样就不那么容易在相邻周期之间来回放大，系统稳定性会明显改善。
工程上要注意三件事：
- 补偿太少，次谐波还会残留。
- 补偿合适，能压住震荡，又保留峰值电流模式的动态优势。
- 补偿过多，峰值电流模式会逐渐变得更像电压模式，电流内环的优势会被削弱。
一般来说，补偿量要结合芯片手册、开关频率、电感斜率和工作占空比一起定，不能只靠经验拍脑袋。
10. 保护与软启动
可靠 DC-DC 至少应考虑：
| 保护/功能 | 作用 | 面试表达重点 |
|---|---|---|
| 输入欠压锁定 UVLO | 输入电压过低时禁止启动或关断。 | 避免 MOSFET 在线性区或异常占空比下工作。 |
| 输出过压 OVP | 输出电压超限时关断或钳位。 | Boost 空载和反馈断线时尤其重要。 |
| 过流 OCP / 逐周期限流 | 限制每个周期的峰值电流。 | 响应最快，是保护 MOSFET 和电感的核心。 |
| 短路保护 SCP | 输出短路时降低平均功耗或锁存关断。 | Boost 需要额外注意输入到输出的天然通路。 |
| 过温保护 OTP | 温度过高时降额或关断。 | 防止长期过载导致器件寿命下降。 |
| 软启动 | 缓慢拉升参考或占空比。 | 限制输出电容浪涌，避免电感和输入电流冲击。 |
短路保护模式：
| 模式 | 工作方式 | 适用特点 |
|---|---|---|
| 逐周期限流 | 每个周期限制峰值电流。 | 响应快，但短路持续时平均功耗仍可能较高。 |
| 打嗝模式 | 短路持续时周期性重启。 | 平均功耗低，适合自动恢复场景。 |
| 锁存模式 | 故障后保持关闭，需要重新上电或复位。 | 安全性强，适合高风险或大功率系统。 |
Boost 还要特别注意：传统 Boost 即使关断 MOSFET，输入仍可能通过电感和二极管连到输出，无法天然切断输出短路路径。需要前级开关、保险丝、理想二极管或专门保护结构。
13. 常见面试追问
13.1 为什么 Buck 是降压，Boost 是升压
Buck 导通时输入给电感和负载供能，关断时电感续流维持输出。输出平均值是开关节点方波的平均值，因此 $V_o=DV_{in}$，一定低于输入。
Boost 导通时电感储能，关断时电感与输入串联向输出放能，因此输出可以高于输入。
13.2 为什么 Boost 不能空载乱调占空比
理想公式 $V_o=V_{in}/(1-D)$ 看起来占空比越大输出越高。实际空载时输出电容几乎没有放电路径，轻微能量注入就会把输出电压抬高，容易过压。因此 Boost 必须有 OVP、最小负载或脉冲跳跃/突发模式控制。
13.3 为什么 Boost 短路更危险
传统 Boost 输入到输出存在电感和二极管的天然通路。即使主 MOSFET 关闭，输入仍可能向输出短路点供电，所以 Boost 需要额外的输入限流、前级开关、保险丝或专门短路保护。
13.4 为什么 Buck 输入电容很关键
Buck 上管导通时输入电容提供脉冲电流，上管关断时电流骤降。这个电流波形 di/dt 很大，输入电容若离 MOSFET 远，会造成母线尖峰、EMI 和开关管过压。
13.5 为什么不能只按平均电流选器件
开关电源器件承受的是脉冲电流和纹波电流。MOSFET 要看峰值、RMS、开关损耗和热阻；电感要看峰值饱和和 RMS 温升；电容要看 RMS 纹波电流和寿命。只看平均电流会低估发热和过应力。
13.6 为什么高占空比/低占空比会受限
控制器、驱动器和 MOSFET 都存在最小导通时间、最小关断时间和传播延迟。极端占空比下：
- Buck 高压差降压需要很小 $T_{on}$，可能小于 $T_{on,min}$。
- Boost 高升压比需要很小 $T_{off}$，二极管/同步管放能时间不足，自举也可能无法刷新。
- 自举高侧驱动不能长期 100% 占空比。
13.7 为什么 Boost 和 Buck-Boost 环路比 Buck 难
Boost 和 CCM Buck-Boost 存在右半平面零点。占空比增加时，输出一开始可能反向变化，控制器如果反应太快会越调越错。因此环路带宽必须限制得更低，补偿更保守。
13.8 纹波率 30% 是不是固定标准
不是。30% 是常用起点。低噪声场景可以取小一些，大动态、小体积场景可以取大一些。最终要由峰值电流、温升、输出纹波、动态响应和成本共同决定。
13.9 同步整流为什么轻载效率可能差
同步整流如果工作在 FCCM，会允许电感电流反向，轻载时能量在输入、输出和电感之间来回流动，形成无功环流损耗。二极管仿真模式能在电流到零时关断同步管，轻载效率更好。
