工作流程

MOS导通阶段（$T_{\text{on}}$期间）

初级绕组（匝数$N_p$）

• 输入电压 $V_{\text{in}}$ 施加在初级绕组两端（极性：上正下负）
• 磁芯磁通线性增长，变化速率由下式决定： $$
  \frac{d\Phi}{dt} = \frac{V_{\text{in}}}{N_p}
  $$

次级绕组（匝数$N_s$）

• 感应电压为： $$
  V_s = V_{\text{in}} \cdot \frac{N_s}{N_p} \quad (\text{极性：上正下负})
  $$
• 二极管 $D_1$ 导通，向负载供电并给电感 $L_{\text{out}}$ 储能

辅助绕组（匝数$N_{\text{reset}} = N_p$）

• 绕向与初级相反（极性：下正上负）
• 感应电压为 $V_{\text{reset}} = V_{\text{in}}$，但被二极管 $D_{\text{reset}}$ 阻断

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MOS关断阶段（$T_{\text{off}}$期间）

初级绕组

• 感应电动势翻转为上负下正
• 电流断开，磁芯中残留磁通需通过辅助绕组复位

辅助绕组

• 极性翻转为上正下负
• 复位电压计算为： $$
  V_{\text{reset}} = V_{\text{in}} \cdot \frac{N_{\text{reset}}}{N_p} = V_{\text{in}} \quad (\because N_{\text{reset}} = N_p)
  $$
• 通过二极管 $D_{\text{reset}} $将能量回馈到输入电容，强制磁通归零

次级绕组

• 输出电压由电感 $L_{\text{out}}$ 维持
• 续流阶段电压关系为： $$
  V_{\text{out}} = V_L \cdot \frac{D}{1-D} \quad (D\,\text{为占空比})
  $$

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匝数关系设计要点

1. 次级匝数计算 $$
   N_s = N_p \cdot \frac{V_{\text{out}} + V_D}{V_{\text{in}} \cdot D} \quad (V_D\,\text{为二极管压降})
   $$
   设计约束：确保MOS导通时次级电压足够驱动负载
2. 辅助绕组匝数规则
   • 必须满足 $N_{\text{reset}} = N_p$
   • 极性严格反向，确保伏秒平衡方程成立： $$
     V_{\text{in}} \cdot t_{\text{on}} = V_{\text{reset}} \cdot t_{\text{reset}}
     $$
3. 相位匹配原则
   • 初级与次级绕组同相位（保证能量正向传输）
   • 辅助绕组与初级绕组严格反相位（确保复位路径有效）

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磁复位

核心原因：磁芯饱和

变压器的磁芯在一定的磁通密度下会饱和。一旦饱和，其电感量会急剧下降，失去变压和储能能力，导致开关管过流损坏。为了防止饱和，磁芯的磁通量在一个开关周期结束时，必须恢复到或接近周期开始时的状态，这就是所谓的“磁复位”。

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反激变换器 ⚡

1. 工作方式：
   • 开关管导通 ：输入电压施加在变压器初级，初级电流线性上升，能量以磁场的形式存储在变压器的励磁电感**中 (此时变压器更像一个储能电感)。次级二极管反向偏置，无能量传递到输出。
   • 开关管关断 ：初级电流被切断，变压器初级存储的能量通过次级绕组传递到输出端，给负载供电并给输出电容充电。
2. 为什么不需要额外磁复位：
   • 在反激变换器中，励磁电感中存储的能量就是设计用来传递到输出的能量。
   • 当开关管关断，能量从初级传递到次级时，磁芯中的磁通量会自然下降。
   • 在不连续导通模式 (DCM) 下，次级电流会在下一个开关周期开始前降到零，意味着磁芯中的能量完全释放，磁通完全复位。
   • 在连续导通模式 (CCM) 下，虽然次级电流不为零，但能量的传递过程本身就是一个使磁通下降（复位）的过程。只要设计合理，每个周期结束时，磁通都会回到一个稳定的、不会导致饱和的起始点。
   • 简单说：反激变换器通过向副边释放储能的过程，自动完成了磁复位。

正激变换器💡

1. 工作方式：
   • 开关管导通 ：输入电压施加在变压器初级，此时变压器更像一个理想变压器，能量几乎同时通过变压器传递到次级，并经过输出整流和滤波后给负载供电。
   • 然而，由于变压器初级存在励磁电感，即使在理想传递能量的同时，也会有一部分电流（励磁电流）用于建立磁芯中的磁通。这部分能量存储在励磁电感中。
   • 开关管关断 ：初级与次级之间的能量直接传递路径被切断。但此时，励磁电感中存储的能量需要被释放，否则磁通会单方向累积，最终导致磁芯饱和。
2. 为什么需要额外磁复位：
   • 在正激变换器中，励磁电感存储的能量并不是设计用来传递给负载的主要能量，而是一种寄生效应。
   • 如果不进行磁复位，在每个开关周期，励磁电流都会从零开始增加，但关断时如果没有复位路径，磁通会停留在某个较高的值。下一个周期导通时，磁通会从这个较高的值继续上升，几个周期后就会“爬行”到饱和区。
   • 因此，必须设计专门的磁复位电路（如RCD钳位、复位绕组、有源钳位等），在开关管关断期间，为励磁电感提供一个放电路径，将其存储的能量耗散掉或返回到输入源，从而使磁芯的磁通恢复到初始状态。
   • 简单说：正激变换器在开关管关断时，需要一个额外的机制来“清除”励磁电感中积累的磁能，防止磁芯饱和。

电路部分

芯片启动机制

工作前提：特定的交流半周期与电位关系

L线（火线）电位相对N线为负的半周期

• 接地参考（SGND）：PWM芯片的SGND引脚（初级侧地）一般连接到桥式整流器后的直流母线负端（DC-）。
• 该特定半周期内的电位分析：
  1. 当L线处于对N线的负半周期时，L线的电位非常低。
  2. SGND由于连接到DC-，而DC-通过整流桥中的某个二极管（在该半周期导通）与L线相连，因此SGND的电位会非常接近（或略高于）L线的低电位。此时可以认为 L线电压 ≤ SGND电压。
  3. 由于N线在该半周期内相对于L线为高电位，且SGND电位又接近L线的低电位，因此 N线电压 > SGND电压。这个N线与SGND之间形成的有效正向电位差，为启动电流提供了必要的驱动力。

电流路径与回路形成

• 启动充电路径：电流从交流 N线 出发，经过跳线/保险丝，再通过 大阻值启动电阻 (R_{\text{start}})，流向PWM芯片的 VCC引脚。
• 芯片内部（或外加）整流路径：从VCC引脚进入的电流，会利用芯片VCC与SGND引脚之间的内部ESD保护二极管，或者在某些设计中是芯片内部的寄生PN结（不推荐作为可靠设计依据），甚至是在启动电阻后外部串联的小型整流二极管，形成从 VCC到SGND的单向电流。
• 回路闭合返回L线：电流从SGND流出后，由于SGND连接到直流母线负端（DC-），而DC-在该特定半周期内通过整流桥与L线构成通路，因此电流实际上是经由L线返回到交流电源的另一端，从而构成了一个完整的 N线 → $R_{\text{start}}$ → VCC → SGND → （整流桥相关路径） → L线 的闭合充电回路。

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UC3842软启动

第一步：系统上电，基准建立

• 动作： VCC 电压达到 UC3842 的启动阈值 (UVLO)。
• 结果：
  1. 芯片内部电路开始工作。
  2. 内部基准电压源在 VREF 引脚上建立一个稳定的 5V 电压。
  3. 此时，外接的软启动电容 Css 两端电压为 0V。

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第二步：RC 网络开始充电

• 动作： 5V 的 VREF 通过充电电阻 R 向软启动电容 Css 充电。
• 分析：
  • 由于 VREF (5V) > V(Css) (0V)，二极管 D3 的阴极电压高于阳极，因此 D3 反向截止，不导通。
  • 电流的唯一路径是通过电阻 R。
• 结果： 电容 Css 上的电压 V(Css) 开始从 0V 按照 R 和 Css 决定的时间常数缓慢上升。

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第三步：钳位 COMP 引脚电压

• 动作： 芯片内部的误差放大器试图将 COMP 引脚电压拉高，以快速响应输出。
• 分析：
  • 二极管 D2 的阳极连接 COMP，阴极连接电容 Css。
  • 当 COMP 电压试图超过 V(Css) 时，D2 会正向导通。
• 结果： COMP 引脚的电压被钳位，其值约等于电容电压加上 D2 的正向导通压降 (V(COMP) ≈ V(Css) + 0.7V)。因此，COMP 电压只能跟随 Css 的电压缓慢爬升。

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第四步：实现脉宽缓增

• 动作： COMP 引脚的电压直接设定了 PWM 控制器的峰值电流限制。
• 结果：
  1. 由于 COMP 电压被限制并缓慢上升，PWM 的峰值电流限制也随之逐渐增大。
  2. 这使得功率开关管的导通占空比从零开始平滑地增加。
  3. 最终，避免了启动瞬间的冲击电流和输出电压过冲，成功实现软启动。

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画这个电路的真是个佬，有好多细节的地方我还没有学明白，但是没时间了，先去学习PFC了