PFC 功率因数校正

主要参考：[MPS《功率因数校正(PFC)》](https://www.monolithicpower.cn/learning/resources/power-factor-correction)、TI PFC 应用手册与 UCC28180 相关文档、ST TN1425 测试报告。图片来源在图注或正文中标明，文中解释按学习笔记思路重新整理。

1. PFC 要解决什么问题

PFC 是 Power Factor Correction，也就是功率因数校正。它的目标不是简单“省电”，而是让设备从交流电网吸收电流的方式更合理：电流尽量接近正弦波，尽量与电压同相，尽量少向电网注入低次谐波。

功率因数可以粗略理解为：设备真正送到负载的有用能量，占它从电网侧“占用”的总电压电流容量的比例。功率因数越低，同样的有功功率就需要更大的 RMS 电流，线路、整流桥、保险丝、插座、变压器和配电系统都会承受更多发热和应力。

低功率因数通常来自两类原因：

来源	现象	常见负载	解决方向
位移	电流与电压不同相	电机、变压器、电感性或电容性负载	用电容/电感补偿无功功率
失真	电流波形不是正弦，而是尖峰或畸变波	桥式整流 + 大电解电容、开关电源、电子镇流器	用滤波或主动控制减少谐波

对于 AC/DC 开关电源，最常见的是整流桥加大电解电容引起的输入电流失真，具体原理放到第 2 章展开。

2. AC/DC 电源为什么特别需要 PFC

AC/DC 电源的基本任务是把交流输入变成稳定直流输出。通常链路是：

AC 输入 -> EMI 滤波 -> 整流桥 -> 高压直流母线 -> DC/DC 变换 -> 输出

整流桥是 AC/DC 的第一步。全桥整流器由四个二极管组成，能把交流负半周翻转成正半周，从而得到脉动直流。

整流桥后面一般会接一个大电解电容，用来把脉动直流平滑成较稳定的高压母线。但这个电容会带来副作用：只有当整流后的瞬时电压高于电容当前电压时，二极管才导通，电容才被补电。导通时间很短，电流就会很尖。

这张图是理解 PFC 的入口：电压看起来已经比较平滑，但输入电流不是平滑正弦，而是峰值附近的尖峰。设备自己可能还能正常工作，但电网看到的是高 RMS 电流和大量谐波。

这些尖峰会带来：

问题	后果
RMS 电流升高	线缆、整流桥、保险丝、电容发热增加
峰值电流很高	二极管和电解电容冲击应力变大
低次谐波注入电网	可能干扰同一电网中的其他设备
法规风险	商用设备可能无法满足谐波限制要求

所以，PFC 在现代 AC/DC 设计里不是锦上添花，而是电网兼容性、可靠性和合规性的一部分。

3. 谐波和傅立叶分解

理想交流电压是正弦波，但实际电路里的电流不一定是正弦。只要电路里有二极管、晶体管、整流器这类非线性器件，电流波形就可能被切碎、拉尖或削平。

傅立叶分析告诉我们：任何周期波形都可以分解成一组正弦/余弦分量。最低频的是基波，其余频率为基波整数倍的分量叫谐波。以 50Hz 电网为例：

分量	频率
基波	50Hz
2 次谐波	100Hz
3 次谐波	150Hz
5 次谐波	250Hz
n 次谐波	$50n$ Hz

波形越不像正弦，通常需要越多、幅度越大的谐波才能拼出来。整流电容的充电脉冲很窄，接近“短而高”的脉冲，所以频谱会很宽，高次谐波也明显。

这也是为什么“能输出直流”并不等于“对电网友好”。普通桥式整流 + 大电容能给负载供电，但它从电网吸电的方式很粗暴。

4. 功率因数的三个功率量

交流系统里常用三个功率量：

名称	符号	含义	单位
有功功率	$P$	真正被负载消耗并转化为热、光、机械能等的功率	W
无功功率	$Q$	电感/电容中来回交换的能量，不产生净做功	var
视在功率	$S$	电压有效值和电流有效值的乘积	VA

纯电阻负载中，电压和电流同相，功率全部是有功功率。纯电感或纯电容负载中，电流与电压相差 90 度，能量主要在电源和电抗元件之间来回交换，平均有功功率可以很小。

有功功率、无功功率、视在功率常用功率三角形表示：

功率因数定义为：

$$ PF=\frac{P}{S}=\frac{P}{V_{rms}I_{rms}} $$

其中，$P$ 是有功功率，$S$ 是视在功率，$V_{rms}$ 和 $I_{rms}$ 分别是输入电压、电流的有效值。

如果电压、电流都是正弦波，只是相位不同，那么：

$$ DPF=\cos(\theta_v-\theta_i) $$

其中，$DPF$ 是位移功率因数，$\theta_v$ 是基波电压相位，$\theta_i$ 是基波电流相位。它只描述基波电压和基波电流之间的相位差。

但整流电容输入这种情况，问题不是单纯相位差，而是电流波形失真。因此还要看 THD，也就是总谐波失真：

$$ THD=\frac{\sqrt{\sum_{n\ne1} I_{n,rms}^2}}{I_{1,rms}} $$

其中，$I_{n,rms}$ 是第 $n$ 次谐波电流有效值，$I_{1,rms}$ 是基波电流有效值。

谐波越大，THD 越高，失真因数越差：

$$ DF=\sqrt{\frac{1}{1+THD^2}} $$

其中，$DF$ 是失真因数，用来描述谐波失真对功率因数的影响。

总功率因数可以理解为：

$$ PF=DPF\times DF $$

也就是说，一个电源即使电流基波与电压同相，只要电流尖峰严重、THD 很高，总 PF 仍然会很差。

5. 法规为什么关心谐波

单个小功率设备的低 PF 也许不明显，但大量设备一起接入电网时，谐波电流会增加配电系统损耗，可能让变压器、线路和开关设备发热，也可能影响其他设备。

因此各地区对设备输入谐波和功率因数有要求。MPS 文章提到 IEC 61000-3-2 这类标准会按设备类别限制各次谐波，尤其是照明、电子设备等常见产品。

对设计者来说，这意味着：如果产品要商业化，尤其功率较高、接市电运行，就不能只看电源能不能输出，还要看输入电流是否满足法规和电网兼容要求。

6. PFC 的两条路线

PFC 本质上是一组提高功率因数的方法。针对不同问题，路线不同。

6.1 位移问题：用无功补偿

如果低 PF 来自感性负载导致电流滞后，可以并联合适电容，让电容提供一部分超前无功电流，从而抵消感性无功。这个思路常见于电机、工频变压器、配电柜补偿。

这种补偿主要修相位，不解决桥式整流 + 大电容造成的尖峰电流失真，因此它不是 AC/DC 开关电源中主动 PFC 要解决的主要问题。

6.2 失真问题：滤波或主动整形

TI 应用手册 zhcadp9.pdf 中给了一个最简单的无源 PFC 例子：在二极管整流桥前串入电感 L1，整流后用 C1 作为母线电容，R1 代表负载。

这个电路的能量路径很直观：交流输入先经过串联电感 L1，再进入 D1~D4 组成的桥式整流器，整流后给母线电容 C1 和负载 R1 供电。没有 L1 时，C1 只在交流电压峰值附近被短时间充电，输入电流会变成尖峰；加入 L1 后，电感会阻碍电流突变，把原来很窄的充电脉冲拉宽，从而降低一部分谐波并改善功率因数。

上图对应的是失真改善后的效果：输入电流不再集中在电压峰值附近以尖峰形式取能，而是更平滑地分布在交流半周内，因此谐波电流和无效的 RMS 电流都会减少，实际有功功率与视在功率的比例随之提高。它说明的是“整形电流波形”带来的改善，不是 6.1 中电容补偿相位差的示意。

第六章先用这张表收尾，后面第七章再展开有源拓扑：

对比项	无源 PFC	有源 PFC
核心器件	电感、电容、二极管	MOSFET/SiC/GaN、二极管或同步管、控制器、栅极驱动器
控制方式	无闭环主动控制，靠无源网络自然滤波	控制开关占空比或电流，使输入电流跟随输入电压
优点	简单、可靠、调试少、成本低	PF 高、THD 低、功率密度高、适合宽输入和较高功率
缺点	体积大、重量大、损耗高、工作范围窄	控制复杂，需要驱动、采样、保护和 EMI 设计
典型功率	常见于低功率，约 100W 以下更常见	从百瓦级到 kW 级都常见
学习重点	电感如何限制电流尖峰，电容如何影响相位和纹波	拓扑功率路径、电流环、电压环、栅极驱动和开关损耗

7. 典型有源 PFC 拓扑

本节只保留 TI 应用手册 zhcadp9.pdf 中讨论的四种常用有源 PFC：升压 PFC、交错式升压 PFC、无桥升压 PFC、无桥图腾柱 PFC。它们的共同点是都依赖 MOSFET 等开关器件主动控制输入电流，并且需要合适的栅极驱动器来提供驱动电流、快速边沿、欠压锁定和抗噪能力。

7.1 升压 PFC

升压 PFC 是最经典、最常见的有源 PFC 拓扑。它通常保留前级二极管整流桥，整流后接 Boost 电感 L1、低侧 MOSFET Q1、Boost 二极管 D5 和输出电容 C2。控制器根据输入电压和电流反馈产生 PWM，栅极驱动器再把 PWM 放大后驱动 Q1。

工作过程可以按两个状态理解：

Q1 导通：整流后的输入电压加在 L1 上，电感电流上升，电能暂存在电感中；D5 反偏，输出由 C2 给负载供电。
Q1 关断：L1 电流不能突变，电感电压抬高开关节点，电流经过 D5 给 C2 和负载供电，输出电压被升到高于输入峰值。

升压 PFC 的优点是结构成熟、控制器和参考设计多、适合从百瓦级到 kW 级的 AC/DC 前级。它的主要代价是：输入电流路径中有整流桥，任意时刻通常有两个桥式二极管参与导通，低压大功率时整流损耗明显；同时输出母线必须高于输入峰值，所以常见设计会得到 380V~400V 高压母线。

TI 文档把这类拓扑和单通道低侧非隔离栅极驱动器联系在一起，例如 UCC27517A。对栅极驱动器的要求包括较大的拉/灌电流、较短传播延迟、较快上升/下降时间、UVLO 以及良好的噪声处理能力，因为 Q1 是高功率高速开关，边沿太慢会增加开关损耗，边沿太快又会带来振铃和 EMI。

7.2 交错式升压 PFC

交错式升压 PFC 可以看成两个 Boost PFC 并联，并让两相开关错相工作。图中 Q1/L1/D5 是一路 Boost，Q2/下方电感/D6 是另一路 Boost，两相共同向输出电容 C2 和负载供能。

它的核心价值是“分流”和“抵消纹波”：

作用	解释
降低每相电流应力	总功率由两相分担，每个 MOSFET、电感和二极管的 RMS 电流降低。
降低输入/输出纹波	两相错相后，部分电流纹波互相抵消，EMI 和电容 RMS 电流压力减小。
改善散热分布	热源分散到两个功率通道，布局和散热更容易做均衡。
支持更高功率	适合更高功率密度或较大功率 PFC 前级。

代价是元件数量增加，需要两个 MOSFET、两个电感、两个二极管，以及双通道驱动器或两个单通道驱动器。控制上还要注意两相电流均流，否则某一相可能长期更热。TI 文档中提到，这类拓扑通常可用双通道低侧栅极驱动器，例如 UCC27624。

7.3 无桥升压 PFC

无桥升压 PFC 的目标是减少传统整流桥带来的导通损耗。普通升压 PFC 是“整流桥 + Boost”，输入电流在桥堆里通常要经过两个二极管；

图 2-3 这种无桥升压 PFC 把整流功能拆进 Boost 功率级里，用 L1、D1、D2、Q1、Q2 直接完成正负半周的升压和整流。

但这个拓扑的主要代价是 EMI 设计难度显著增加。在高频开关过程中，它的输出直流地（GND）和电网的零火线之间没有稳定的低频连接。这意味着整个后级负载的电位会相对于电网产生高频跳动，容易带来较强的共模噪声。

这里容易产生一个疑问：L1 明明在交流输入侧，好像在“整流桥前面”，而且图里也看不到传统 Boost 的“整流桥后电感 + MOSFET + 二极管”结构，为什么还叫升压 PFC？

关键是：无桥升压 PFC 不是没有 Boost，而是没有“完整整流桥后面再接 Boost”的外形。判断是不是 Boost，不是看电感一定要画在整流桥后面，而是看每个半周是否存在这三个关系：

Boost 关系	图 2-3 中的对应
电感串在输入与开关节点之间	正半周是 AC 上侧端 -> L1 -> 左侧开关节点；负半周电流反向经过 L1
开关管把开关节点拉向低端	正半周主要看 Q1；负半周主要看 Q2
二极管把电感能量送到输出正母线	正半周通过 D1；负半周通过 D2

所以图 2-3 的结构可以理解成：把“整流桥”和“Boost 开关级”折叠到一起。正半周等效成 L1-Q1-D1 这一路 Boost，负半周等效成 L1-Q2-D2 这一路 Boost，只是 L1 画在交流侧，且电流方向会随半周反向。

能量流动路径

下面四张图对应正负半周的储能/放能状态。D1/D2 相当于隐形整流桥的上半桥，Q1/Q2 的体二极管或同步导通通道承担回流路径。

半周极性	导通/关断状态	主要电流路径
预充，AC 上侧为正	Q1/Q2 不主动开关	`AC 上侧 -> L1 -> D1 -> C1 -> Q2 体二极管 -> AC 下侧`
预充，AC 下侧为正	Q1/Q2 不主动开关	`AC 下侧 -> D2 -> C1 -> Q1 体二极管 -> L1 -> AC 上侧`
正半周，AC 上侧为正	Q1 导通，L1 储能	`AC 上侧 -> L1 -> Q1 -> GND1 -> Q2 体二极管/同步通道 -> AC 下侧`
正半周，AC 上侧为正	Q1 关断，L1 放能	`AC 上侧 -> L1 -> D1 -> C1/R1 -> GND1 -> Q2 体二极管/同步通道 -> AC 下侧`
负半周，AC 下侧为正	Q2 导通，L1 储能	`AC 下侧 -> Q2 -> GND1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧`
负半周，AC 下侧为正	Q2 关断，L1 放能	`AC 下侧 -> D2 -> C1/R1 -> GND1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧`

这样看，无桥升压 PFC 的本质就清楚了：正半周靠 L1-Q1-D1 这一路 Boost，负半周靠 L1-Q2-D2 这一路 Boost，两路轮流把能量送到同一个 C1 输出母线。相比传统桥式整流 + Boost，它少了完整桥堆中的部分二极管导通压降，所以低压大电流时效率更有优势。

但它的代价也来自这张图本身：GND1 不再通过整流桥稳定地跟输入两端隔开，而是随着 Q1/Q2、D1/D2 和寄生电容关系变化，容易产生共模噪声；同时正负半周的电流路径不同，过零切换、MOSFET 体二极管恢复、驱动时序和电流采样都比普通 Boost PFC 更难处理。图中两个 MOSFET 可以由双通道低侧驱动器驱动，TI 文档示例使用 UCC27624 这类器件。

7.4 无桥图腾柱 PFC

TI 文档把图腾柱 PFC 作为较新的 PFC 拓扑来介绍。它用开关器件替代传统二极管整流桥，进一步减少导通损耗。文档给了两种配置：一种用二极管做线路整流，另一种用 MOSFET 做线路整流。

先把 7.3 的无桥升压 PFC 和这里的图腾柱 PFC 分清楚。它们都叫“无桥”，共同点是都取消了传统输入整流桥，但器件分工不一样：

对比项	7.3 无桥升压 PFC	7.4 无桥图腾柱 PFC
直观结构	两个低侧 Boost 通道左右对称	一个高频半桥 + 一个工频整流桥臂
高频开关器件	Q1、Q2 分别在正负半周轮流做主开关	左桥臂 Q1/Q2 高频互补或同步动作
工频换向器件	另一只 MOSFET 的体二极管或同步导通通道承担回流	右桥臂 D3/D4 或 Q3/Q4 按工频半周选择电流方向
怎么理解	正半周是 L1-Q1-D1，负半周是 L1-Q2-D2，两套 Boost 轮流工作	L1 接在高频桥臂中点，Q1/Q2 像半桥一样高速调制，右桥臂只负责把 AC 另一端接到正母线或 GND
驱动特点	两个 MOSFET 都是低侧器件，驱动相对简单	高频桥臂有高侧管，需要高低侧/隔离驱动，死区和共模瞬态更关键

先看图 2-4 的二极管线路整流版本：

器件 / 节点	作用
L1	Boost 电感，串在交流输入上侧端子和高频桥臂中点之间
Q1	高频上管，连接高频桥臂中点到输出正母线
Q2	高频下管，连接高频桥臂中点到 GND
D3	工频整流上二极管，把交流下侧端子接到输出正母线方向
D4	工频整流下二极管，把 GND 接到交流下侧端子方向
C1、Load	输出母线电容和负载，接在输出正母线与 GND 之间

半周极性	导通/关断状态	主要电流路径
正半周，AC 上侧为正	Q2 导通，L1 储能	`AC 上侧 -> L1 -> Q2 -> GND -> D4 -> AC 下侧`
正半周，AC 上侧为正	Q2 关断，L1 放能	`AC 上侧 -> L1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> C1/Load -> GND -> D4 -> AC 下侧`
负半周，AC 下侧为正	Q1 导通，L1 储能	`AC 下侧 -> D3 -> 输出正母线 -> Q1 -> L1 -> AC 上侧`
负半周，AC 下侧为正	Q1 关断，L1 放能	`AC 下侧 -> D3 -> C1/Load -> GND -> Q2 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧`

图 2-5 把线路整流的 D3/D4 换成了 MOSFET Q3/Q4：

图 2-4	图 2-5 对应变化	目的
D3	Q3	正向导通时用 MOSFET 沟道代替二极管，降低压降
D4	Q4	同样用于降低工频回流路径损耗
Q1/Q2	仍是高频桥臂	继续负责 Boost 高频调制

因此，图 2-5 的能量路径可以按图 2-4 类比，只是把 D3/D4 改成对应半周导通的 Q3/Q4 沟道：

半周极性	导通/关断状态	主要电流路径
正半周，AC 上侧为正	Q2 导通，L1 储能	`AC 上侧 -> L1 -> Q2 -> GND -> Q4 -> AC 下侧`
正半周，AC 上侧为正	Q2 关断，L1 放能	`AC 上侧 -> L1 -> Q1 -> C1/Load -> GND -> Q4 -> AC 下侧`
负半周，AC 下侧为正	Q1 导通，L1 储能	`AC 下侧 -> Q3 -> 输出正母线 -> Q1 -> L1 -> AC 上侧`
负半周，AC 下侧为正	Q1 关断，L1 放能	`AC 下侧 -> Q3 -> C1/Load -> GND -> Q2 -> L1 -> AC 上侧`

这样看，图腾柱 PFC 的“图腾柱”主要就是左侧 Q1/Q2 这一根高频半桥。它不像传统 Boost PFC 那样先用整流桥把输入变成脉动直流，而是让高频桥臂和工频桥臂配合，在正负半周分别形成等效 Boost 路径。

相对传统 Boost PFC，图腾柱路径中的串联结更少，因此导通损耗更低。使用 SiC 或 GaN 时，还可以利用更快开关速度和更低反向恢复损耗，提高效率并缩小磁件尺寸。

这里常见追问是：为什么图腾柱 PFC 的高频桥臂通常用 SiC 或 GaN，而不直接用普通硅 MOSFET？高频桥臂 Q1/Q2 本质上就是一个高频 Boost 的半桥，每个开关周期都经历“死区续流→对管开通”的硬换流。续流走的是体二极管，而硅体二极管关断前必须先抽掉存储的少子电荷（Qrr），普通硅超结的 Qrr 高达微库仑级。于是每次开通瞬间，电路里多出一股又大又陡的反向恢复电流——尖峰、损耗、EMI 全来了，严重时还可能引发桥臂直通。CCM 下这每个周期都发生一次，省掉的整流桥损耗又被加倍吐了回去，效率甚至不如传统 Boost PFC。

SiC 靠宽禁带材料把体二极管 Qrr 压低了一到两个数量级；GaN 结构里根本没有体二极管这个 PN 结，反向恢复约等于零。所以它们才是高频桥臂的自然选择。严格说硅 MOS 不是绝对不行——工频桥臂随便用（TI、安森美的参考设计就是如此），CrM/TCM 模式下电流每周期归零、体二极管自然恢复，用 CoolMOS CFD 这类优化管也能做 3 kW 级；但高频 CCM 图腾柱里，它的代价就是大到不划算。

本章四种有源拓扑可以这样记：升压 PFC 最成熟，交错式升压 PFC 用更多相数换低纹波和高功率，无桥升压 PFC 用更复杂 EMI 换更低整流损耗，图腾柱 PFC 进一步追求高效率和高功率密度，但对器件、驱动和布局要求最高。

8. Boost PFC 的工作模式与 UCC28180 电路分区

Boost PFC 常被分成 CCM 和 BCM/CrM 两类来讲，但这不代表电感电流不存在 DCM。更准确地说：Boost PFC 的电感电流物理上有 CCM、BCM、DCM 三种状态；工程上常作为主流控制方案讨论的是 CCM 和 BCM。

8.1 CCM、BCM/CrM、DCM 的区别与面试回答

先用一个开关周期内的 Boost 电感电流把三种模式分清楚：

模式	电感电流特征	开关时刻特点	常见工程定位
CCM 连续导通模式	电感电流始终大于 0	MOSFET 开通时，电感里还留有电流	中大功率 PFC 主流方案，峰值/RMS 电流较低
BCM/CrM 边界/临界导通模式	电感电流刚好降到 0，马上进入下一周期	在电感电流为 0 的边界点开通，接近 ZCS	中小功率 PFC 常见方案，开关损耗低但峰值电流较高
DCM 断续导通模式	电感电流降到 0 后，还会停留一段空闲时间	电感已经无电流，但 MOSFET 不立即开通	可以存在，但通常不是较高功率 Boost PFC 的首选主模式

注意：CCM、BCM/CrM、DCM 描述的是电感电流状态，不等于控制方式。右侧 BCM/CrM 波形的关键不是“电流断了很久”，而是电感电流刚好降到 0 后马上开启下一周期。UCC28180 属于固定频率 CCM 平均电流模式控制，后面会结合电流环再展开。

1. 控制模式：和工作模式强相关，但不是同一个概念

如果面试官问“PFC 常见控制模式怎么选”，可以先这样总括：

面试官您好，在 PFC（功率因数校正）应用中，控制模式的选择往往与 PFC 的工作模式和功率段深度绑定。用一句话概括：大功率 CCM 主推平均电流控制，中小功率 CRM/BCM 常用峰值电流控制；如果追求极致性价比和简单架构，低功率场合还会使用电压模式，也就是常见的恒定导通时间控制。

控制方式	常见搭配	一句话理解
平均电流模式控制	大中功率，常见于 300W 以上 CCM PFC	直接控制电感平均电流跟随输入电压包络
峰值电流模式控制	中小功率，常见于 300W 以内 CRM/BCM PFC	控制每个三角波峰值，利用 $I_{avg}\approx\frac{1}{2}I_{peak}$ 得到平均电流包络
电压模式 / 恒定导通时间控制	低功率、成本敏感的 CRM/DCM PFC	保持 $T_{on}$ 近似恒定，让峰值电流自然随 $V_{in}(t)$ 变化

平均电流模式控制：外环检测 390V 母线，给出负载功率需求；电流内环采样电感/开关电流，通过电流误差放大器和补偿网络，让电感平均电流跟随输入电压包络生成的参考。经典方案会用乘法器或输入电压前馈生成正弦电流参考；部分专用芯片会把这套功能做成更简化的内部结构。它的优点是 THD 低、抗噪能力强，适合中高功率；代价是环路补偿和采样处理更复杂，检流损耗也要考虑。
峰值电流模式控制：开关管导通后，电感电流从 0 线性上升；当峰值碰到控制器给出的正弦包络阈值时关断；电感电流下降到 0 后，通过 ZCD 过零检测触发下一周期。BCM 三角波满足 $I_{avg}\approx\frac{1}{2}I_{peak}$，所以峰值包络被控制成正弦时，平均输入电流也自然接近正弦。它响应快，不需要复杂的平均电流补偿，但峰值电流较高，频率也会随工况变化。
电压模式 / 恒定导通时间控制：外环只根据输出电压误差决定 $T_{on}$，稳态或工频半周期内近似保持恒定；导通期间 $I_{peak}(t)=\frac{V_{in}(t)T_{on}}{L}$，所以峰值电流天然随输入电压变化。它的架构很简单，甚至可以减少电流采样损耗；但电感量变化、磁芯非线性和输入电压畸变都会更直接地反映到输入电流上，THD 通常不如闭环电流模式。

面试时可以再补一句边界条件：这些功率段只是常见经验，不是硬规定。最终选型还要看 PF/THD 指标、效率、EMI、磁件尺寸、成本、器件应力和控制器资源。

2. 面试简洁回答：CCM、BCM/CrM、DCM 怎么选

如果面试官问这三种模式怎么理解，我会这样回答：

CCM、BCM/CrM、DCM 本质上是在说电感电流有没有连续。CCM 电流不断，峰值和 RMS 电流最低，适合中大功率、低 THD 和热设计要求高的 PFC；BCM/CrM 是电流刚好降到 0 就开启下一周期，峰值比 CCM 高，但没有二极管反向恢复，常用于中小功率；DCM 是电流降到 0 后还停一段时间，控制可以简单，轻载友好，但同功率下峰值/RMS 电流最高，EMI 和器件应力也更难压。

再展开一点，可以按三句话补充：

看电流应力：同样功率下，通常是 CCM 最低，BCM/CrM 居中，DCM 最高。因为 DCM 真正传能的时间最短，必须靠更高峰值电流传同样能量。
看输入电流塑形：CCM 通常靠平均电流模式闭环控制，THD 更容易做低；BCM/CrM 因为三角波平均值约等于峰值一半，只要峰值包络跟着输入电压走，平均输入电流也比较自然地接近正弦。
看损耗和 EMI：BCM/CrM 和 DCM 开通前二极管电流已经到 0，反向恢复损耗小；但峰值电流和频率变化会带来 EMI 压力。CCM 电流更平滑，但二极管反向恢复和硬开通更需要处理。

所以最后选型不要说谁绝对最好，而是说：低功率、低成本可以考虑 DCM/COT；中小功率常见 BCM/CrM；中高功率主流是 CCM 平均电流模式。

8.2 为什么后面重点看 CCM Boost PFC

后面的 UCC28180 示例属于固定频率 CCM 平均电流模式 Boost PFC。选择它作为主线，是因为这种方案在数百瓦 AC/DC 电源里很常见，电感电流连续，峰值电流相对容易控制，也方便把功率级、采样、电流环、电压环和关键波形串起来理解。

8.3 TI UCC28180 典型应用电路

下面参考 TI 的两个文档：ucc28180.pdf 是 UCC28180 数据手册，sluuat3b.pdf 是 UCC28180EVM-573 360W PFC 评估板用户指南。

UCC28180 是固定频率 CCM 平均电流模式 Boost PFC 控制器，典型应用目标是通用输入 85Vac~265Vac，输出 390Vdc，最大功率 360W。

EVM 用户指南中的完整原理图与数据手册典型应用基本一致，元件编号更适合对照实物和 BOM：

分析这张图时，先不要把重点放在“背每个零件参数”上，而是先看它在整机里承担的功能。UCC28180 这套 360W Boost PFC 电路可以分成 7 个区域：

分区	主要元件	这一块负责什么
1. 输入保护与浪涌抑制	F1、VAR1、RT1	防故障、抗浪涌、限制上电冲击电流
2. EMI 滤波与安规电容	L1、C1、C5、C2、C4	抑制差模/共模噪声，避免开关噪声回灌电网
3. 整流与高压脉动母线	BR1、C10	把 AC 变成全波整流电压，提供 Boost PFC 的输入包络
4. Boost 主功率级	L2、Q1、D3、C16、C17、C18	完成储能、升压、电流塑形和 390V 母线支撑
5. 栅极驱动与开关保护	U1 GATE、R5、D1、R7	控制 Q1 开关速度，抑制误导通和振铃
6. 电流采样与电流内环	R4、R2、C8、ISENSE、ICOMP、C7	检测电感/开关电流，实现平均电流模式和过流保护
7. 输出反馈、电压环与偏置	R8~R13、C15、VCOMP 网络、J2、VCC	稳住输出 390V，提供控制器供电和环路补偿

8.4 第一部分：输入保护与 EMI 滤波

这一部分在图的最左侧，从 AC 输入端 J1 开始，到整流桥 BR1 前后结束。

这一部分不参与 PFC 闭环控制，但直接影响浪涌、安规和传导 EMI。PFC 级后面有高压、高 dv/dt 和较大的开关电流，如果输入保护和滤波没有处理好，问题通常不会表现为“电路完全不能工作”，而是表现为传导骚扰超标、上电冲击过大、保险丝误断、压敏电阻过热等工程问题。

C2、C4 – Y 电容

C2、C4 给共模噪声提供回流路径，降低共模骚扰。它们连接到保护地相关节点，因此必须使用安规 Y 电容。

Y 电容容量越大，共模噪声越容易压下去，但漏电流也会增加。离线 AC/DC 电源里，Y 电容选值要同时满足 EMI、漏电流和安规要求。

调试落点：如果样机功能正常，但传导 EMI 过不了，优先看输入滤波器、开关节点到散热器/地的寄生耦合、Y 电容回流路径和 PFC 电感屏蔽方式。如果上电偶发烧保险或整流桥温升异常，优先看浪涌电流、NTC 热态再启动和高压母线电容充电路径。

8.5 第二部分：整流桥与 Boost 主功率级

这一部分决定能量如何从交流输入进入 390V 直流母线。主功率路径可以写成：

AC -> BR1 整流 -> L2 -> D3 -> C16/C17/C18 -> 390V 输出母线
                  |-> Q1 -> R4 -> GND

PFC 主功率级必须同时完成两件事：一是把整流后的输入电压升到稳定的 390V 母线，二是让输入电流接近正弦并跟随输入电压相位。普通 Boost 只关心输出电压，Boost PFC 还关心输入电流波形。

C10 – 整流后小电容

C10 位于整流桥后，用来降低局部高频尖峰和开关电流造成的高频电压扰动。它不是传统整流滤波里的“大电解”，不能把整流后的 100Hz/120Hz 包络滤成平滑直流。

如果 C10 取得过大，输入电流会变成靠近电压峰值附近集中充电，PFC 控制器即使努力调电流环，实际输入电流也会被电容电流破坏，PF 和 THD 都会变差。

C16/C17/C18 – 输出母线电容

C16 是主要储能电容，负责 390V 母线保持时间和低频能量缓冲。*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*

D2 – 启动 / 旁路二极管

D2 作为预充二极管，主要是在启动或特定瞬态阶段给母线提供一条低损耗充电路径，让输出电容先被充到接近输入整流峰值，这样 Boost/PFC 级启动时就不用从 0V 硬拉母线，可以明显减小浪涌电流、开关管和整流器件应力，也能缩短启动时间、提高低压和大电容场景下的启动可靠性；在更高功率或更强调效率的方案里，工程上还会进一步用继电器、继电器旁路或主动预充电路来接管这条路径，先限流预充、再在母线电压建立后切换到主功率通道，避免二极管长期压降带来的损耗。

Boost PFC 的两个开关状态必须能直接讲清楚：

Q1 导通时：BR1 后的整流电压加在 L2 上，L2 电流线性上升。此时 D3 反偏，输出负载主要由输出母线电容供电。
Q1 关断时：L2 电流不能突变，开关节点电压升高到高于输出母线，D3 正偏导通，L2 电流进入输出母线和负载。

普通有桥 Boost PFC 的占空比怎么变

普通有桥 PFC 前端有 BR1 二极管整流桥，控制器后级看到的不是正负交替的交流电，而是整流后的馒头波。因此它不需要像图腾柱 PFC 那样区分正半周、负半周去切换主管和同步整流管，主开关 Q1 在两个半周里的角色始终一样：导通时让 L2 储能，关断时让 L2 通过 D3 向 390V 母线放能。

对理想 Boost 来说，输入、输出和主开关占空比满足：

$$ V_{out}=\frac{V_{in}(t)}{1-D(t)} $$

所以：

$$ D(t)=1-\frac{V_{in}(t)}{V_{out}}=\frac{V_{out}-V_{in}(t)}{V_{out}} $$

如果目标母线是 390V，而 220Vac 整流后的峰值约为 311V，那么在一个工频半周期内：

位置	$V_{in}(t)$	Q1 主开关占空比
过零点附近	接近 0V	最大，实际会受最大占空比限制
电压峰值附近	约 311V	最小，理想估算约 $(390-311)/390\approx20.5\%$
回到过零点	再次降低	再次变大

因此对普通有桥 Boost PFC 的主开关 Q1而言，占空比在一个整流半周期内是：

大 -> 小 -> 大。

如果在某些图腾柱 PFC 资料里看到“低占空比 -> 高占空比 -> 低占空比”，要先确认它描述的是哪只管、哪个半周、以及是主开关还是同步整流管；它也可能描述的是电感电流包络，而不是普通有桥 Boost 主开关的占空比。

电流环的作用，是把这个物理占空比调节过程变成“输入电流跟着输入电压走”：

电压外环先根据 390V 母线误差，判断负载需要多少功率。
控制器结合输入电压包络或内部等效算法，生成电流指令。
电流内环采样 L2/Q1 电流，通过调节 Q1 PWM，让电感平均电流跟随这个指令。

最后看到的结果是：虽然 Q1 占空比在半周期内是大、小、大变化，输入电流包络仍然接近正弦，并且和输入电压同相。

普通有桥 PFC 也不需要像图腾柱 PFC 那样做复杂的过零换向处理：

对比项	普通有桥 Boost PFC	图腾柱 PFC
极性处理	BR1 自动把交流翻成整流馒头波	控制器要配合正负半周切换器件角色
主功率级看到的电压	始终是同极性的整流电压	高频桥臂和工频桥臂要随半周改变电流路径
过零风险	主要是短暂交越失真	可能有换向尖峰、反向恢复、死区和误导通问题

不过普通有桥 PFC 过零点也不是完全“无事发生”。在交流电压很低时，输入电压不足以克服整流桥二极管压降和建立足够电感伏秒，输入电流可能出现短暂交越失真。它通常比图腾柱换向问题轻得多，工程上更多通过输入电压前馈、电流环补偿和合理的采样滤波来改善。

如果继续追问“具体怎么改善”，可以这样答：

输入电压前馈：控制器不能只靠电压环慢慢纠偏，而要知道当前整流输入电压处在什么位置。通过采样整流后的馒头波，可以在过零附近提前修正电流指令或占空比限制，避免输入电压很低时还按峰值附近的控制量去发波。这样能减小电流指令和实际可建立电流之间的偏差。
电流环补偿：过零附近电感电流小、采样信号也小，电流环很容易被噪声、二极管压降和延迟影响。补偿网络要让电流环既能滤掉开关尖峰，又不能慢到跟不上输入电流包络；必要时还会配合过零附近的增益处理、最小导通时间限制或电流指令斜率限制，避免电流环在零点附近抖动。
采样滤波：ISENSE 上会叠加 MOSFET 开通尖峰、二极管恢复尖峰和布局寄生噪声。滤波的目标不是把波形滤得越平越好，而是把高频尖峰压下去，同时保留电感电流的真实斜率和平均趋势。RC 时间常数过小会误触发或抖动，过大又会让电流环滞后，反而加重过零畸变。

面试时可以收成一句话：普通有桥 PFC 的过零问题主要是小电压、小电流下的控制精度问题，不是图腾柱那种正负半周器件换向问题；改善方向就是输入电压前馈给准目标，电流环补偿保证跟得上，采样滤波保证看得准。

面试追问点：为什么 Boost PFC 不在整流桥后放一个很大的电解电容？因为这样输入电流会主要集中在交流电压峰值附近，电流波形不再跟随电压正弦变化，功率因数和谐波都会变差。PFC 的目标正是避免这种峰值充电电流。

8.7 第四部分：电流采样与电流内环

UCC28180 是平均电流模式 PFC，电流采样不是只做保护，而是控制核心的一部分。

R4 (0.032Ω) – 主电流采样电阻

R4 放在输出 GND 和整流桥 DC- 之间，是为了让 UCC28180 得到负向电流采样信号；这确实会让输出 GND 比整流桥 DC- 高一点点，但只有 I×R4 的小压降，属于正常设计。

R2、C8 – ISENSE 输入滤波与限流

R2 串在 ISENSE 引脚前，限制异常尖峰电流进入芯片引脚；C8 对高频尖峰做滤波。MOSFET 开通瞬间，二极管恢复、寄生电容放电和布局寄生电感都会在采样电阻上叠加尖峰，如果不处理，可能造成误触发或电流环抖动。

但滤波也不能过度。R2/C8 时间常数过大，会让采样信号滞后真实电流，影响电流环相位和逐周期保护速度。

ISENSE – 电流采样输入

ISENSE 是电流内环和保护逻辑的输入端。它看到的波形应该能反映电感电流趋势，而不是被开关尖峰主导。

调试时，如果输入电流畸变明显、THD 偏高或满载低压时出现异常限流，需要同时看 ISENSE 波形、电感电流波形和 GATE 波形，确认是采样噪声、补偿问题还是功率级真的过流。

ICOMP、C7 – 电流环补偿 / 平均电流处理

ICOMP 相关网络决定电流环如何从开关周期的采样信号中得到可控的平均电流趋势。平均电流模式不是 UCC28180 才有的特殊新模式，它是开关电源里一种常见控制方法，只是在 PFC 中特别常用。

和 UC3842 这类峰值电流模式不同，峰值电流模式通常是“本周期电流斜坡达到阈值就关断”，控制对象更接近电感峰值电流；平均电流模式则会把采样电流与电流指令之间的误差送入电流误差放大器，通过补偿网络调节 PWM，使电感电流的周期平均值跟随目标。PFC 要的是输入电流包络接近正弦，因此平均值比单个周期的峰值更直接对应输入电流塑形。

C7 过小，电流环可能对开关纹波和噪声过于敏感；C7 过大，电流环响应变慢，输入电流包络跟随能力变差。TI 示例把电流环极点放在 kHz 级，就是为了在滤掉开关纹波的同时保留足够的电流调节能力。

面试追问点：为什么 PFC 要用电流内环？因为只稳住 390V 输出电压并不能保证输入电流正弦。PFC 的目标是让输入电流跟随输入电压并降低谐波，所以必须实时检测和控制电感电流。

8.8 第五部分：输出反馈、电压环与控制器供电

输出电压反馈和环路补偿在图的右下侧，是 PFC “稳住 390V 母线”的部分。

输出反馈部分负责把高压母线状态送回控制器。PFC 的电压环不能按普通 DC/DC 的思路做得很快。*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*

VCOMP、R6、C13、C14 – 电压环补偿网络

这组元件决定电压外环的带宽和相位裕量。PFC 电压环故意做慢，目标是调节 390V 母线的平均值，而不是追着母线纹波快速调节。*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*

面试追问点：为什么 PFC 电压环不能太快？核心是电压环只应调节 390V 母线平均值，不应追着低频母线纹波跑。完整原理见 8.9 节第 3 问。

8.9 常见追问

常见追问可以这样准备：

PFC 和普通 Boost 最大区别是什么？

普通 Boost 主要目标是稳定输出电压；Boost PFC 除了稳定 390V 母线，还要控制输入电流波形，使输入电流接近正弦并与输入电压同相，从而提高 PF、降低谐波。

为什么最低输入电压、满载是关键工况？

同样输出功率下，输入电压越低，输入电流越大，MOSFET、整流桥、电感、采样电阻和 PCB 铜皮的 RMS 电流都更高。低压满载通常决定电流应力、温升和电感饱和余量。

为什么输出 390V 母线允许有 100Hz/120Hz 纹波

交流电输入功率存在周期性过零点 50Hz 的单相交流电，每秒有 100 次跨越电压过零点（60Hz 为 120 次）。在过零的瞬间，瞬时输入电压和电流均为零，导致输入功率彻底降为零。这意味着单相交流电无法提供持续恒定的功率，而是以两倍工频（100Hz/120Hz）的频率脉动输入能量。

直流负载的功率消耗是恒定的 PFC 的后级电路（如 DC/DC 变换器）不受前端交流电压过零的影响，始终在以恒定的功率消耗能量。

母线电容通过充放电平衡能量差 为了弥补交流瞬时输入功率和直流恒定输出功率之间的动态不平衡，390V 母线上必须并联大容量电解电容来进行能量缓存：

输入功率峰值附近（输入 > 消耗）： 当瞬时输入功率大于负载消耗功率时，多余的能量向母线电容充电，导致母线电压上升。
输入功率过零附近（输入 < 消耗）： 当瞬时输入功率跌落并小于负载消耗功率时，母线电容放电以填补后级的能量缺口，导致母线电压下降。

母线电容这种以两倍工频进行的周期性充放电，直接表现为输出母线上的 100Hz/120Hz 电压纹波。

为什么不能通过提高电压环带宽来消除纹波？ 这种低频纹波是由能量守恒定律决定的物理现象。如果强行提高电压环的响应速度去抑制该纹波，控制器就会在母线电压下降的瞬间，强制增大此时的输入电流指令以补充能量。这会导致本应跟随输入电压的正弦波输入电流发生严重畸变，从而彻底破坏 PFC 纠正电流波形、提高功率因数的核心目标。因此，允许并接受母线上的低频电压纹波，是实现前端输入电流正弦化的必要工程设计原则。

总结：只有单级 PFC 拓扑由于受限于单一慢环路，无法在电路内部消除最终输出端的 100Hz/120Hz 纹波；而所有具备独立高带宽 DC/DC 闭环的架构，都能将该低频纹波抑制在最终输出端之外。

独立高带宽 DC/DC 闭环的具体抑制机制如下：

前级母线保留纹波，后级视其为动态输入干扰： 在前级 PFC 保持慢环路（带宽 < 20Hz）的前提下，390V 母线上的 100Hz/120Hz 纹波客观存在。但这层波动对于后级 DC/DC 变换器（如 LLC、双管正激、移相全桥等）而言，仅仅相当于一个频率为 100Hz/120Hz 的高压输入波动。
高带宽闭环实现实时前馈与反相补偿： 后级 DC/DC 无需承担控制电网电流的任务，其电压反馈环路的带宽可以设计得很宽（通常为几 kHz 到十几 kHz，远高于 100Hz）。当 390V 母线电压在 100Hz 周期内发生上下波动时，后级的高速环路会在毫秒级内感知输出端的微小变化，并通过调节开关频率或占空比（如 LLC 通过改变频率调整电压增益），实时反相抵消输入电压波动对输出端的影响。
高电源抑制比（PSRR）隔离纹波传导： 这种利用高速闭环实时调整增益的过程，实质上赋予了后级 DC/DC 级极高的低频电源抑制比（PSRR）。100Hz/120Hz 的能量波动因此被完全阻挡并隔离在 390V 高压母线上，无法透传到最终的低压输出端。
为什么输入电容不能随便加大？

输入侧大电容会让输入电流偏向电压峰值附近充电，破坏 PFC 电流塑形。PFC 输入电容主要服务于高频滤波和 EMI 折中，而不是把整流电压滤成平滑直流。

8.10 Boost PFC 参数计算示例

前面已经按功能区说明了各元件的作用，下面按 TI 360W 示例，把主要功率器件和关键外围参数算一遍。计算的目的不是得到唯一标准答案，而是建立选型依据：哪些工况决定电流应力，哪些参数影响损耗，哪些元件需要在样机测试中回调。

设计目标如下：

参数	数值
输入电压	85Vac~265Vac
输入频率	47Hz~63Hz
输出电压	390Vdc
输出功率	360W
最大输出电流	0.923A
目标 PF	0.99
估算效率	94%
开关频率	约 120kHz，EVM 实际约 118kHz
电感纹波系数	40%

8.10.1 为什么选 120kHz 和 40% 电感纹波

这两个参数不是 PFC 独有的神秘经验值，本质上仍然来自 Boost 变换器的折中：开关频率决定磁件体积、开关损耗和 EMI 难度；电感纹波系数决定电感量、电流峰值、导通损耗和电流环可控性。区别在于，普通 Boost 通常只关心输出稳压和纹波，而 Boost PFC 还必须关心输入电流是否能跟随整流正弦包络，所以 PF、THD 和过零附近的工作状态也会参与折中。

为什么开关频率取约 120kHz

频率升高时，按 $L\propto 1/f_{sw}$ 的关系，同样纹波目标下所需 Boost 电感会变小，磁件体积、匝数和铜线长度都有机会下降；输入/输出高频纹波频率也更高，滤波器更容易避开低频大体积设计。但频率越高，MOSFET 的开关损耗、栅极驱动损耗、Boost 二极管恢复相关损耗、磁芯损耗和 EMI 压力都会上升。

频率降低时，开关损耗和驱动损耗会下降，效率可能更容易做高，但 Boost 电感和 EMI 滤波器会变大，电感电流纹波也更难压住。对 360W、宽输入、390V 母线的 PFC 来说，100kHz~130kHz 是很常见的折中区间：高到足以减小磁件体积，又没有高到让普通硅 MOSFET、SiC 二极管和 PCB 布局承担过高的开关损耗与 EMI 压力。EVM 选约 118kHz，可以理解为这个折中点附近的工程选择。

为什么电感纹波系数取 40%

这里的 40% 通常指在最坏工况附近，电感电流峰峰值纹波 $\Delta I_L$ 约为输入电流峰值的 40%。纹波系数选大，电感量可以变小，磁件更轻、更便宜，但电感峰值电流、MOSFET 峰值电流、采样电阻峰值电压和 EMI 噪声都会增加；同时高压输入、轻载或交流过零附近更容易进入 DCM，输入电流包络可能变差，THD 上升。纹波系数选小，电流更平滑，THD 和峰值应力更容易控制，但电感量、体积、铜损和成本都会增加。

所以 40% 不是绝对标准，而是 PFC 设计里常用的中间值：比 20%~30% 更有利于减小电感体积，又比 60% 这类大纹波更容易控制峰值电流、噪声和输入电流失真。对于平均电流模式 PFC，电流环最终控制的是电感电流的平均趋势，开关频率纹波可以存在，但不能大到让采样尖峰、峰值限流或 DCM 区域主导整个电流波形。

一句话记忆：PFC 的功率级计算和普通 Boost 是同一个底层逻辑，但普通 Boost 主要优化输出稳压，PFC 还要优化输入电流形状。因此 120kHz 和 40% 纹波都不是单纯为了“能升压”，而是在电感体积、效率、EMI、峰值应力、PF 和 THD 之间折中。

8.10.2 输出电流

$$ I_{o,max}=\frac{P_{o,max}}{V_o}=\frac{360}{390}\approx0.923A $$

其中，$I_{o,max}$ 是最大输出电流，$P_{o,max}$ 是最大输出功率，$V_o$ 是输出母线电压。

8.10.3 最大输入 RMS 电流

最坏输入电流通常出现在最低输入电压、满载时：

$$ I_{in,rms,max}=\frac{P_{o,max}}{\eta V_{in,min}PF} $$

代入：

$$ I_{in,rms,max}=\frac{360}{0.94\times85\times0.99}\approx4.55A $$

其中，$I_{in,rms,max}$ 是最大输入电流有效值，$\eta$ 是估算效率，$V_{in,min}$ 是最低输入电压有效值，$PF$ 是目标功率因数。

如果输入电流近似正弦，则峰值为：

$$ I_{in,pk}=\sqrt{2}I_{in,rms,max}\approx6.44A $$

整流后平均输入电流可估算为：

$$ I_{in,avg,max}=\frac{2}{\pi}I_{in,pk}\approx4.10A $$

其中，$I_{in,pk}$ 是输入正弦电流峰值，$I_{in,avg,max}$ 是整流后最大平均输入电流。

这些电流用于选择保险丝、整流桥、EMI 电感、PCB 铜皮和输入电容纹波电流能力。

8.10.4 整流桥损耗

整流桥每个时刻通常有两只二极管导通。若每只二极管压降按 1V 估算：

$$ P_{br}=2V_F I_{in,avg,max}=2\times1\times4.10\approx8.2W $$

其中，$P_{br}$ 是整流桥导通损耗，$V_F$ 是单只二极管正向压降。

这说明 360W PFC 的整流桥不是“小信号器件”，需要看平均电流、浪涌电流和散热。EVM 中 BR1 与 Q1、D3 共用散热器，就是因为这些器件都有明显热耗散。

8.10.5 最大占空比

最低输入电压时，整流峰值为：

$$ V_{rec,min}=\sqrt{2}\times85\approx120V $$

Boost 占空比近似：

$$ D=\frac{V_o-V_{in}}{V_o} $$

在最低输入峰值处：

$$ D_{max}=\frac{390-120}{390}\approx0.692 $$

其中，$V_{rec,min}$ 是最低输入电压对应的整流峰值，$D$ 是 Boost 占空比，$D_{max}$ 是最低输入峰值处的最大占空比。

这个值说明低压输入时 MOSFET 导通时间很长，电感电流也最大，是电感、MOSFET、采样电阻和热设计的关键工况。

8.10.6 Boost 电感 L2

TI 示例允许 40% 电感纹波：

$$ \Delta I_L=0.4I_{in,pk}=0.4\times6.44\approx2.58A $$

按最坏纹波点 $D=0.5$ 估算 Boost 电感：

$$ L_{b,min}=\frac{V_oD(1-D)}{f_{sw}\Delta I_L} $$

代入 $V_o=390V$、$D=0.5$、$f_{sw}=118kHz$：

$$ L_{b,min}=\frac{390\times0.5\times0.5}{118k\times2.575}\approx321\mu H $$

其中，$\Delta I_L$ 是 Boost 电感电流纹波，$L_{b,min}$ 是估算得到的最小 Boost 电感量，$f_{sw}$ 是开关频率。

EVM 选择 327µH。实际纹波约为：

$$ \Delta I_{L,act}=\frac{390\times0.5\times0.5}{118k\times327\mu H}\approx2.53A $$

最大电感峰值电流约为：

$$ I_{L,pk,max}=I_{in,pk}+\frac{\Delta I_L}{2}\approx6.44+1.26\approx7.7A $$

其中，$\Delta I_{L,act}$ 是实际选用电感后的纹波，$I_{L,pk,max}$ 是最大电感峰值电流。

电感选型要看电感量、饱和电流、铜损、磁芯损耗和温升。TI 文档也特别提醒：电感纹波越大，磁件越小，但轻载/高压输入时更容易进入 DCM，THD 会变差。

8.10.7 输入电容

PFC 输入电容不能随便加太大。太大虽然能滤高频，但会旁路掉一部分输入电流塑形，使电流相位和波形变差。TI 示例按 7% 高频输入纹波估算：

$$ V_{in,rip}=0.07\times120\approx8.4V $$

输入电容估算为：

$$ C_{in}=\frac{\Delta I_L}{8f_{sw}V_{in,rip}} $$

$$ C_{in}=\frac{2.575}{8\times118k\times8.4}\approx0.324\mu F $$

其中，$V_{in,rip}$ 是允许的输入高频纹波电压，$C_{in}$ 是输入差模电容估算值。

EVM 使用 0.33µF 薄膜电容。这里的重点是：PFC 前端的差模电容是 EMI/高频纹波折中，不是越大越好。

8.10.8 Boost 二极管 D3

D3 承受接近输出母线的反向电压，导通时承受 Boost 电感电流。TI 示例使用 SiC 肖特基二极管，主要原因是反向恢复电荷很小，可以显著降低反向恢复损耗和开关噪声。

二极管损耗可粗略分成导通损耗和反向恢复损耗：

$$ P_D\approx V_F I_o+0.5f_{sw}V_oQ_{rr} $$

其中，$P_D$ 是 Boost 二极管损耗，$I_o$ 是输出电流，$Q_{rr}$ 是二极管反向恢复电荷。SiC 二极管的 $Q_{rr}$ 很小，因此高频 PFC 中常用它来换效率和 EMI 余量。

8.10.9 MOSFET Q1 和栅极网络

MOSFET 要看耐压、RDS(on)、电流 RMS、开关损耗、输出电容 $C_{oss}$ 和散热。TI 示例中 Q1 用 600V MOSFET，适配 390V 母线和过压尖峰裕量。

栅极网络不是随便画的：

元件	作用
R5 3.3Ω	限制栅极充放电速度，抑制开关节点振铃和 EMI
D1	与 R5 形成非对称开关速度，常用于加快关断
R7 10kΩ	栅极下拉，防止 MOSFET 悬空误导通

开关损耗可按近似式估算：

$$ P_{sw}\approx f_{sw}\cdot0.5V_oI_{in,pk}(t_r+t_f)+0.5C_{oss}V_o^2f_{sw} $$

其中，$P_{sw}$ 是 MOSFET 开关损耗估算值，$t_r$ 和 $t_f$ 分别是开通上升时间和关断下降时间，$C_{oss}$ 是 MOSFET 输出电容。

实际还要结合驱动电压、栅极电阻、PCB 寄生电感和散热器温度验证。

8.10.10 电流采样电阻 R4

UCC28180 的 ISENSE 是负向电流采样。TI 示例按软过流阈值和最大电感峰值电流来选采样电阻。若最小软过流阈值约为 0.265V，并留 10% 峰值余量：

$$ R_s=\frac{V_{soc,min}}{1.1I_{L,pk,max}} $$

$$ R_s=\frac{0.265}{1.1\times7.7}\approx0.0313\Omega $$

其中，$R_s$ 是电流采样电阻，$V_{soc,min}$ 是软过流阈值的最小值。

EVM 选择 0.032Ω。采样电阻功耗按输入 RMS 电流估算：

$$ P_{Rs}=I_{in,rms,max}^2R_s=4.55^2\times0.032\approx0.66W $$

其中，$P_{Rs}$ 是采样电阻功耗。

所以 R4 不是普通小电阻，需要低阻值、足够功率、低寄生电感，并且采样走线要 Kelvin 引出。

峰值限流阈值若按 0.438V 估算：

$$ I_{pcl,max}=\frac{0.438}{0.032}\approx13.7A $$

其中，$I_{pcl,max}$ 是硬峰值限流电流。

这对应硬峰值保护，主要防止异常工况下电感/MOSFET 电流失控。

8.10.11 输出电容 C16/C17/C18

PFC 输出电容承担两个任务：

给后级提供保持时间，输入掉电或过零附近不能让母线立刻掉太多。
吸收单相 PFC 天然存在的两倍工频能量脉动。

按保持时间估算：

$$ C_o\ge\frac{2P_o t_{hold}}{V_o^2-V_{hold,min}^2} $$

其中，$C_o$ 是输出电容，$t_{hold}$ 是保持时间，$V_{hold,min}$ 是保持时间结束时允许的最低母线电压。

TI 示例要求母线不低于 300V，按最低线频 47Hz 的一个周期估算，得到约 247µF，考虑裕量后选 270µF。

两倍工频输出纹波可以用近似式估算：

$$ V_{o,rip,pp}\approx\frac{I_o}{2(2\pi f_{line})C_o} $$

代入 $I_o=0.923A$、$f_{line}=47Hz$、$C_o=270\mu F$：

$$ V_{o,rip,pp}\approx5.8V $$

其中，$V_{o,rip,pp}$ 是输出母线峰峰值纹波，$f_{line}$ 是输入线频。

这个纹波小于 390V 的 5%（19.5V），不会轻易触发过压/欠压保护。

8.10.12 输出电压反馈分压

UCC28180 的 VSENSE 参考为 5V。TI 建议上臂反馈电阻取 1MΩ，降低分压损耗；高压侧用多个电阻串联分摊耐压。下臂电阻为：

$$ R_{fb2}=\frac{V_{ref}R_{fb1}}{V_o-V_{ref}} $$

$$ R_{fb2}=\frac{5\times1M}{390-5}\approx13.0k\Omega $$

其中，$R_{fb1}$ 是反馈上臂电阻，$R_{fb2}$ 是反馈下臂电阻，$V_{ref}$ 是 VSENSE 参考电压。

EVM 使用 13kΩ，因此输出设定约 390V。VSENSE 上的小电容 C15 用于滤除噪声，但时间常数不能太大，否则过压响应会变慢。

8.10.13 环路补偿的工程理解

UCC28180 的环路计算很长，初学阶段先抓住原则：

环路	对应引脚/元件	目标
电流内环	ISENSE、ICOMP、C7	让电感平均电流稳定跟随指令，滤掉开关纹波但不过度增加相位滞后
电压外环	VSENSE、VCOMP、R6、C13、C14	稳住 390V 平均值，带宽低于两倍工频，避免输入电流畸变

TI 示例中 ICOMP 选 2700pF，让电流平均极点在约 4.3kHz；VCOMP 使用 4.7µF、22.6kΩ 和 0.47µF，目标电压环交越大约 10Hz。这里可以抓住两个判断：电压环负责调节 390V 母线的平均值，电流环负责让电感平均电流按控制目标变化。PFC 的特殊点是电压环不能太快，因为太快会破坏输入电流正弦性。

8.11 Boost PFC 关键波形怎么读

这一节按 TI 文档里常见的读图方式来写：先用图注确定测试条件和通道，再看波形的同步关系、频率关系和异常特征。图上的英文不是重点，但图注里的测试条件和通道号必须先用起来，否则后面就会变成凭感觉猜。

本节的几张实测图来自 TI UCC28180EVM-573 用户指南；平均电流模式的控制逻辑参考 TI Average Current Mode Control of Switching Power Supplies。这个 EVM 是 360W、390V 输出、85Vac~265Vac 输入的 CCM Boost PFC，控制器采用平均电流模式，开关频率约 120kHz。下面的 115Vac、230Vac、CH1、CH3 等信息都来自这些图的图注。

8.11.1 先学会读示波器图

看这种黑白示波器截图，通道识别优先看数字标号，不靠线条粗细。正确读法是：

图上信息	怎么用
左侧小箭头里的数字	这是通道号，比如 `1` 对应 CH1，`3` 对应 CH3
图注里的 CH 说明	告诉你 CH1、CH2、CH3、CH4 分别接在哪里
`V/div`、`A/div`	告诉你每个竖格代表多少电压或电流
`ms/div`、`us/div`	告诉你横向每格代表多少时间
输入条件	例如 `115Vac, 60Hz, full load`，这是这张图的测试工况

所以，读图顺序应该是：先读图注确定通道，再看通道标号对应哪条波形，最后再解释波形说明了什么。

8.11.2 输入电压和输入电流：PFC 是否真的在工作

这两张图的图注说明：CH1 是整流桥 BR1 后面的整流输入电压，CH3 是输入电流。

读图时看左侧通道标号：标 1 的波形是 CH1，标 3 的波形是 CH3。上图是 115Vac / 60Hz / 满载，下图是 230Vac / 50Hz / 满载；这些工况来自 TI 图注。

CH1 的形状是连续的“山峰-谷底-山峰-谷底”。这是全波整流电压的典型形状：交流负半周被翻到正半轴，所以一个交流周期里会出现两个电压峰。60Hz 输入时，整流后的重复频率是 120Hz；50Hz 输入时，整流后的重复频率是 100Hz。因此即使先只看频率，也能判断：CH1 是整流后的电压包络。

CH3 的输入电流也按同样的节奏起伏：CH1 到峰值附近时，CH3 也到峰值附近；CH1 落到谷底附近时，CH3 也跟着落下去。这说明 PFC 控制器正在让输入电流跟随整流电压。它不是只在电压最高处突然吸一针尖峰电流，而是在大半个半周里连续吸电流。

这张图真正要读出的结论是：输入端在电网上表现得更像一个电阻负载。电阻负载的特点就是电压高时电流高，电压低时电流低，二者节奏一致。PFC 做的事情，就是把原本很尖的整流充电电流，整形成这种跟随电压的电流包络。

如果实际波形出现下面情况，优先这样判断：

异常现象	可能原因
输入电流只在峰值附近有尖峰	PFC 未进入正常控制、输入电容过大、GATE 没有驱动、环路异常
电流包络明显削顶	电感饱和、限流触发、输入源限流、VCOMP 打满
过零附近电流畸变大	电感纹波过大、轻载进入 DCM、过零控制/采样噪声问题
电流包络和电压不同步	电流环补偿、采样极性、输入电压前馈或检测路径异常

8.11.3 输出母线低频纹波

这两张图的纵轴是输出母线电压的交流纹波分量。你看到的这条慢慢上升、慢慢下降的曲线，就是 390V 母线叠加的低频纹波。

*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*

读这张图时重点看纹波幅度是否在设计范围内，谷底是否离 UVP 太近，峰值是否离 OVP 太近，以及纹波上是否叠加异常尖峰。

判断方法：

现象	解读
纹波是平滑的 100Hz/120Hz 起伏	正常，两倍工频能量脉动
纹波幅度随负载增大而增大	正常，输出电容承担的能量摆动变大
纹波过大或谷底过低	输出电容不足、负载过重、输入功率不足、电压环饱和
纹波上叠加很多尖峰	输出高频旁路、功率回路布局、探头接法或二极管/MOSFET 开关噪声问题

8.11.4 输出母线开关纹波

这两张图把时间轴放大到微秒级。图上每隔一段时间就出现一个尖峰，然后后面跟一点衰减振铃，这就是 Boost 开关动作传到输出母线上的高频纹波。

读这张图时看三个特征：第一，尖峰是不是每个开关周期重复出现；第二，尖峰后面的振铃是不是很快衰减；第三，尖峰幅度有没有高到影响后级或触发保护。

正常样机可以有小尖峰和短振铃，但不能有很高的尖峰，也不能振很久。

如果开关尖峰很高，优先检查：

MOSFET、二极管、输出电容形成的高 di/dt 回路面积是否太大。
输出电容高频旁路是否靠近二极管和 MOSFET 回路。
Boost 二极管是否有反向恢复问题，是否需要 SiC 二极管。
栅极电阻是否太小，开关速度是否过快。
测量探头地线是否太长。

8.11.5 UCC28180 内部 PWM 生成：为什么 ICOMP 能控制电流

这张图不是实测波形，而是 UCC28180 内部怎样生成 PWM 的示意图。读它时重点看交点：内部斜坡信号上升，和 ICOMP 相关信号相交后，本周期导通结束，GATE 进入关断。

这说明 UCC28180 不是只看某一个瞬时电流尖峰来关断 MOSFET。它会把电流采样、ICOMP、电压环输出 VCOMP 和内部斜坡组合起来，决定每个开关周期的导通时间。换句话说，ICOMP 不是一个“随便看看”的脚，它直接参与 PWM 关断时刻的生成。

可以这样理解：

电压环通过 VCOMP 决定“系统大概要多少输入功率”。
电流环通过 ISENSE/ICOMP 让电感平均电流按目标变化。
PWM 比较逻辑把这个目标落实成每个周期的 GATE 脉冲。
最终效果是输入电流平均值跟随输入电压包络。

所以调试时，如果 GATE 有波形但输入电流形状很差，不能只怀疑 MOSFET。还要看 ISENSE 是否干净、ICOMP 补偿是否合适、VCOMP 是否打满或抖动。

8.11.6 启动波形：VOUT、VSENSE、VCOMP 和输入电流应该怎样起来

这组启动图同时放了四个量：VSENSE、VOUT、输入电流和 VCOMP。读启动图时不要只看 VOUT 最后有没有到 390V，而要看四条波形的先后关系。

正常启动过程可以这样读：

上电初期，VOUT 先被输入整流路径预充到一段电压，不是从 0V 直接靠 MOSFET 硬拉。
PFC 开始工作后，VOUT 继续爬升到目标母线，VSENSE 跟着 VOUT 同步上升。
VCOMP 不是瞬间冲到最高，而是随软启动和电压环调节逐步变化。
输入电流在母线拉升期间逐渐建立，图上可以看到它从不规则启动电流过渡到稳定的周期性电流。

如果你的板子启动图里 VOUT 上不去，同时 VCOMP 一直往高处顶，说明控制器已经在“要功率”了，问题更可能在功率级、驱动、限流或负载。如果 VOUT 冲得很高才被拉回来，那就要查电压环补偿、OVP 和软启动。

异常判断：

异常现象	可能原因
VOUT 上不去，VCOMP 打高	负载过重、Boost 不工作、GATE 无驱动、电感/MOS/二极管路径异常
启动瞬间输入电流巨大	软启动异常、输出电容浪涌未限制、采样/限流失效
VOUT 过冲明显	电压环补偿不合适、OVP 路径异常、VCOMP 放电/软启动异常
启动后反复打嗝	VCC 供电不足、UVLO、过流、输出过压/欠压保护触发

8.11.7 负载阶跃

这张图的图注说明负载在 0% 和 100% 之间切换，CH2 是 VOUT，CH4 是 VCOMP。读这张图时看两个动作：负载加重时 VOUT 下陷，VCOMP 上升；负载减轻时 VOUT 回升，VCOMP 下降。

负载突然加重时，输出电容先放能，VOUT 会下陷；电压环检测到母线偏低后，VCOMP 慢慢升高，输入功率增加，VOUT 再恢复。负载突然减小时，VOUT 会回升，VCOMP 再慢慢降低。

这张图的横轴是 500ms/div 量级，所以恢复过程看起来很慢。这个慢是 PFC 的正常设计取向：电压环主要调母线平均值，后级快速负载变化先由输出电容顶一下，再由 PFC 慢慢补功率。

判断负载阶跃时重点看：

现象	解读
VOUT 有下陷/上冲，但能慢慢恢复	正常
VCOMP 随负载变化慢慢调整	正常
VOUT 长时间恢复不了	输入功率不足、限流、环路补偿或负载超规格
VCOMP 打到上限或下限	电压环饱和，先查功率级和负载条件
VOUT 过冲触发保护	电压环补偿、输出电容、OVP 设置或负载卸载瞬态要查

8.11.8 PFC MOSFET 的 VGS、VDS 和电感电流

TI 的 UCC28180 EVM 文档没有直接给 Q1 的 GATE 或 VDS 实测图。

这里换用 ST TN1425 测试报告中的 PFC 实测波形：图注明确写的是 PFC section: normal operation @ 115 VIN with full load，通道包括 CH1 - Vgs、CH2 - Vds 和 CH4 - inductor current。

这张图比示意图更有价值。看它时不要只看某一条线，要把三条波形合在一起读：

波形	图中颜色	读图重点
$V_{GS}$	黄色	拉高表示 MOSFET 导通，拉低表示 MOSFET 关断
$V_{DS}$	浅蓝色	导通时被拉低，关断时回到接近输出母线电压的高电平
电感电流	浅绿色	MOSFET 导通时上升，关断后通过 Boost 二极管向输出侧放能并下降

图中还可以看到：关断后、快到下一次开通前，$V_{GS}$ 会先往下掉一点再往上走。这个小动作通常是正常的，它不是控制器故意输出一个反向脉冲，而是 $V_{DS}$ 翻转时，$C_{gd}$ 的米勒耦合和源极寄生电感把栅极电压短暂拉了一下。只要没有引起误导通、严重振铃，或者把有效驱动电压拉得太低，一般不用当成故障。

栅极波形优化

目标不是把边沿做得越陡越好，而是在开关损耗、误导通、振铃和 EMI 之间折中。

观察到的现象	优先检查	常见调整
$V_{GS}$ 边沿振铃明显	栅极回路面积、驱动地回路、探头接地	适当增大 $R_g$，缩短驱动环路
关断期间 $V_{GS}$ 被抬起	米勒耦合、栅极下拉、源极寄生电感	加强下拉，优化 Kelvin 源极，必要时用米勒钳位或负压关断
开通太猛，$V_{DS}$ 和电流尖峰变大	$R_{g,on}$、Boost 二极管恢复、功率环路	增大开通电阻，用二极管分开 $R_{g,on}$ 和 $R_{g,off}$
MOSFET 温升偏高	开关损耗、驱动电压、关断速度	不要只靠加大 $R_g$，要结合温升和效率一起看

VDS 波形优化

Boost PFC 的 $V_{DS}$ 高电平接近输出母线电压是正常现象，真正要处理的是关断尖峰和后面的振铃。

观察到的现象	优先检查	常见调整
关断瞬间尖峰过高	高 di/dt 换流回路、MOSFET/二极管/输出高频电容布局	缩小功率环路，降低寄生电感，必要时加 RC/RCD 吸收
尖峰后振铃持续很多个周期	MOSFET $C_{oss}$、二极管结电容和寄生电感形成谐振	优化布局，增加阻尼，调整吸收网络参数
开通瞬间出现电流尖峰，$V_{DS}$ 同时振铃	Boost 二极管反向恢复、$R_{g,on}$ 太小、开通速度过快	选快恢复或 SiC 二极管，适当增大开通电阻
看到很尖很窄的异常毛刺	探头接地线过长、探头带宽过高、测量点不合适	先改测量方法，再判断是不是电路本身问题

测 VDS 时尤其要注意安全和探头耐压。PFC 的开关节点是高 dv/dt 热端，普通单端探头加长地线非常容易引入假尖峰，也可能造成短路风险。最好用高压差分探头；如果要看细节，再配合短地弹簧、带宽限制和合适的探头补偿。

8.11.9 推荐调试顺序

真正上板时不要一开始就满载。比较稳妥的顺序是：

不接高压，先用外部 12V/15V 给控制器供电，确认 VCC、FREQ、GATE 空载频率和幅值。
低压 AC 或限流条件下启动，确认整流桥后电压、VOUT 充电路径和无异常短路。
轻载启动，观察 VOUT、VCOMP、VSENSE 和输入电流是否按正常趋势上升。
加到中等负载，看输入电流包络是否跟随整流电压，ISENSE 是否被尖峰主导。
再看 GATE、MOSFET VDS、开关频率输出纹波，处理尖峰、振铃和布局问题。
最后再逐步上满载，测效率、PF、THD、温升和 EMI。

调试时优先确认“功率级能量路径正确、采样极性正确、保护没有误触发”。只有这些基础都对了，环路补偿和 EMI 优化才有意义。