主要参考：[MPS《功率因数校正(PFC)》](https://www.monolithicpower.cn/learning/resources/power-factor-correction)、TI PFC 应用手册与 UCC28180 相关文档、ST
TN1425测试报告。图片来源在图注或正文中标明，文中解释按学习笔记思路重新整理。
1. PFC 要解决什么问题
PFC 是 Power Factor Correction，也就是功率因数校正。它的目标不是简单“省电”，而是让设备从交流电网吸收电流的方式更合理：电流尽量接近正弦波，尽量与电压同相，尽量少向电网注入低次谐波。
功率因数可以粗略理解为：设备真正送到负载的有用能量，占它从电网侧“占用”的总电压电流容量的比例。功率因数越低，同样的有功功率就需要更大的 RMS 电流，线路、整流桥、保险丝、插座、变压器和配电系统都会承受更多发热和应力。
低功率因数通常来自两类原因：
| 来源 | 现象 | 常见负载 | 解决方向 |
|---|---|---|---|
| 位移 | 电流与电压不同相 | 电机、变压器、电感性或电容性负载 | 用电容/电感补偿无功功率 |
| 失真 | 电流波形不是正弦，而是尖峰或畸变波 | 桥式整流 + 大电解电容、开关电源、电子镇流器 | 用滤波或主动控制减少谐波 |
对于 AC/DC 开关电源，最常见的是整流桥加大电解电容引起的输入电流失真，具体原理放到第 2 章展开。
2. AC/DC 电源为什么特别需要 PFC
AC/DC 电源的基本任务是把交流输入变成稳定直流输出。通常链路是：
AC 输入 -> EMI 滤波 -> 整流桥 -> 高压直流母线 -> DC/DC 变换 -> 输出整流桥是 AC/DC 的第一步。全桥整流器由四个二极管组成，能把交流负半周翻转成正半周，从而得到脉动直流。
整流桥后面一般会接一个大电解电容，用来把脉动直流平滑成较稳定的高压母线。但这个电容会带来副作用：只有当整流后的瞬时电压高于电容当前电压时，二极管才导通，电容才被补电。导通时间很短，电流就会很尖。
这张图是理解 PFC 的入口：电压看起来已经比较平滑，但输入电流不是平滑正弦，而是峰值附近的尖峰。设备自己可能还能正常工作，但电网看到的是高 RMS 电流和大量谐波。
这些尖峰会带来：
| 问题 | 后果 |
|---|---|
| RMS 电流升高 | 线缆、整流桥、保险丝、电容发热增加 |
| 峰值电流很高 | 二极管和电解电容冲击应力变大 |
| 低次谐波注入电网 | 可能干扰同一电网中的其他设备 |
| 法规风险 | 商用设备可能无法满足谐波限制要求 |
所以，PFC 在现代 AC/DC 设计里不是锦上添花，而是电网兼容性、可靠性和合规性的一部分。
3. 谐波和傅立叶分解
理想交流电压是正弦波，但实际电路里的电流不一定是正弦。只要电路里有二极管、晶体管、整流器这类非线性器件，电流波形就可能被切碎、拉尖或削平。
傅立叶分析告诉我们：任何周期波形都可以分解成一组正弦/余弦分量。最低频的是基波，其余频率为基波整数倍的分量叫谐波。以 50Hz 电网为例：
| 分量 | 频率 |
|---|---|
| 基波 | 50Hz |
| 2 次谐波 | 100Hz |
| 3 次谐波 | 150Hz |
| 5 次谐波 | 250Hz |
| n 次谐波 | $50n$ Hz |
波形越不像正弦，通常需要越多、幅度越大的谐波才能拼出来。整流电容的充电脉冲很窄，接近“短而高”的脉冲，所以频谱会很宽，高次谐波也明显。
这也是为什么“能输出直流”并不等于“对电网友好”。普通桥式整流 + 大电容能给负载供电，但它从电网吸电的方式很粗暴。
4. 功率因数的三个功率量
交流系统里常用三个功率量：
| 名称 | 符号 | 含义 | 单位 |
|---|---|---|---|
| 有功功率 | $P$ | 真正被负载消耗并转化为热、光、机械能等的功率 | W |
| 无功功率 | $Q$ | 电感/电容中来回交换的能量，不产生净做功 | var |
| 视在功率 | $S$ | 电压有效值和电流有效值的乘积 | VA |
纯电阻负载中，电压和电流同相，功率全部是有功功率。纯电感或纯电容负载中，电流与电压相差 90 度，能量主要在电源和电抗元件之间来回交换，平均有功功率可以很小。
有功功率、无功功率、视在功率常用功率三角形表示：
功率因数定义为：
$$ PF=\frac{P}{S}=\frac{P}{V_{rms}I_{rms}} $$
其中，$P$ 是有功功率，$S$ 是视在功率，$V_{rms}$ 和 $I_{rms}$ 分别是输入电压、电流的有效值。
如果电压、电流都是正弦波，只是相位不同，那么：
$$ DPF=\cos(\theta_v-\theta_i) $$
其中，$DPF$ 是位移功率因数，$\theta_v$ 是基波电压相位，$\theta_i$ 是基波电流相位。它只描述基波电压和基波电流之间的相位差。
但整流电容输入这种情况，问题不是单纯相位差，而是电流波形失真。因此还要看 THD，也就是总谐波失真：
$$ THD=\frac{\sqrt{\sum_{n\ne1} I_{n,rms}^2}}{I_{1,rms}} $$
其中，$I_{n,rms}$ 是第 $n$ 次谐波电流有效值，$I_{1,rms}$ 是基波电流有效值。
谐波越大，THD 越高，失真因数越差：
$$ DF=\sqrt{\frac{1}{1+THD^2}} $$
其中，$DF$ 是失真因数，用来描述谐波失真对功率因数的影响。
总功率因数可以理解为：
$$ PF=DPF\times DF $$
也就是说，一个电源即使电流基波与电压同相，只要电流尖峰严重、THD 很高，总 PF 仍然会很差。
5. 法规为什么关心谐波
单个小功率设备的低 PF 也许不明显，但大量设备一起接入电网时，谐波电流会增加配电系统损耗，可能让变压器、线路和开关设备发热，也可能影响其他设备。
因此各地区对设备输入谐波和功率因数有要求。MPS 文章提到 IEC 61000-3-2 这类标准会按设备类别限制各次谐波，尤其是照明、电子设备等常见产品。
对设计者来说，这意味着：如果产品要商业化，尤其功率较高、接市电运行，就不能只看电源能不能输出，还要看输入电流是否满足法规和电网兼容要求。
6. PFC 的两条路线
PFC 本质上是一组提高功率因数的方法。针对不同问题，路线不同。
6.1 位移问题：用无功补偿
如果低 PF 来自感性负载导致电流滞后，可以并联合适电容，让电容提供一部分超前无功电流，从而抵消感性无功。这个思路常见于电机、工频变压器、配电柜补偿。
这种补偿主要修相位，不解决桥式整流 + 大电容造成的尖峰电流失真。
6.2 失真问题：滤波或主动整形
TI 应用手册 zhcadp9.pdf 中给了一个最简单的无源 PFC 例子：在二极管整流桥前串入电感 L1，整流后用 C1 作为母线电容，R1 代表负载。
这个电路的能量路径很直观：交流输入先经过串联电感 L1，再进入 D1~D4 组成的桥式整流器，整流后给母线电容 C1 和负载 R1 供电。没有 L1 时，C1 只在交流电压峰值附近被短时间充电，输入电流会变成尖峰；加入 L1 后，电感会阻碍电流突变，把原来很窄的充电脉冲拉宽，从而降低一部分谐波并改善功率因数。
第六章先用这张表收尾，后面第七章再展开有源拓扑：
| 对比项 | 无源 PFC | 有源 PFC |
|---|---|---|
| 核心器件 | 电感、电容、二极管 | MOSFET/SiC/GaN、二极管或同步管、控制器、栅极驱动器 |
| 控制方式 | 无闭环主动控制，靠无源网络自然滤波 | 控制开关占空比或电流，使输入电流跟随输入电压 |
| 优点 | 简单、可靠、调试少、成本低 | PF 高、THD 低、功率密度高、适合宽输入和较高功率 |
| 缺点 | 体积大、重量大、损耗高、工作范围窄 | 控制复杂，需要驱动、采样、保护和 EMI 设计 |
| 典型功率 | 常见于低功率，约 100W 以下更常见 | 从百瓦级到 kW 级都常见 |
| 学习重点 | 电感如何限制电流尖峰，电容如何影响相位和纹波 | 拓扑功率路径、电流环、电压环、栅极驱动和开关损耗 |
7. 典型有源 PFC 拓扑
本节只保留 TI 应用手册 zhcadp9.pdf 中讨论的四种常用有源 PFC：升压 PFC、交错式升压 PFC、无桥升压 PFC、无桥图腾柱 PFC。它们的共同点是都依赖 MOSFET 等开关器件主动控制输入电流，并且需要合适的栅极驱动器来提供驱动电流、快速边沿、欠压锁定和抗噪能力。
7.1 升压 PFC
升压 PFC 是最经典、最常见的有源 PFC 拓扑。它通常保留前级二极管整流桥，整流后接 Boost 电感 L1、低侧 MOSFET Q1、Boost 二极管 D5 和输出电容 C2。控制器根据输入电压和电流反馈产生 PWM，栅极驱动器再把 PWM 放大后驱动 Q1。
工作过程可以按两个状态理解：
- Q1 导通：整流后的输入电压加在 L1 上，电感电流上升，电能暂存在电感中；D5 反偏，输出由 C2 给负载供电。
- Q1 关断：L1 电流不能突变，电感电压抬高开关节点，电流经过 D5 给 C2 和负载供电，输出电压被升到高于输入峰值。
升压 PFC 的优点是结构成熟、控制器和参考设计多、适合从百瓦级到 kW 级的 AC/DC 前级。它的主要代价是：输入电流路径中有整流桥，任意时刻通常有两个桥式二极管参与导通，低压大功率时整流损耗明显；同时输出母线必须高于输入峰值，所以常见设计会得到 380V~400V 高压母线。
TI 文档把这类拓扑和单通道低侧非隔离栅极驱动器联系在一起，例如 UCC27517A。对栅极驱动器的要求包括较大的拉/灌电流、较短传播延迟、较快上升/下降时间、UVLO 以及良好的噪声处理能力，因为 Q1 是高功率高速开关，边沿太慢会增加开关损耗，边沿太快又会带来振铃和 EMI。
7.2 交错式升压 PFC
交错式升压 PFC 可以看成两个 Boost PFC 并联，并让两相开关错相工作。图中 Q1/L1/D5 是一路 Boost，Q2/下方电感/D6 是另一路 Boost，两相共同向输出电容 C2 和负载供能。
它的核心价值是“分流”和“抵消纹波”：
| 作用 | 解释 |
|---|---|
| 降低每相电流应力 | 总功率由两相分担，每个 MOSFET、电感和二极管的 RMS 电流降低。 |
| 降低输入/输出纹波 | 两相错相后，部分电流纹波互相抵消，EMI 和电容 RMS 电流压力减小。 |
| 改善散热分布 | 热源分散到两个功率通道，布局和散热更容易做均衡。 |
| 支持更高功率 | 适合更高功率密度或较大功率 PFC 前级。 |
代价是元件数量增加，需要两个 MOSFET、两个电感、两个二极管，以及双通道驱动器或两个单通道驱动器。控制上还要注意两相电流均流，否则某一相可能长期更热。TI 文档中提到，这类拓扑通常可用双通道低侧栅极驱动器，例如 UCC27624。
7.3 无桥升压 PFC
无桥升压 PFC 的目标是减少传统整流桥带来的导通损耗。普通升压 PFC 是“整流桥 + Boost”，输入电流在桥堆里通常要经过两个二极管；
图 2-3 这种无桥升压 PFC 把整流功能拆进 Boost 功率级里，用 L1、D1、D2、Q1、Q2 直接完成正负半周的升压和整流。
但这个拓扑的主要代价是 EMI 设计难度显著增加。在高频开关过程中，它的输出直流地（GND）和电网的零火线之间没有稳定的低频连接。这意味着整个后级负载的电位会相对于电网产生高频跳动，容易带来较强的共模噪声。
这里容易产生一个疑问：L1 明明在交流输入侧，好像在“整流桥前面”，而且图里也看不到传统 Boost 的“整流桥后电感 + MOSFET + 二极管”结构，为什么还叫升压 PFC？
关键是：无桥升压 PFC 不是没有 Boost，而是没有“完整整流桥后面再接 Boost”的外形。判断是不是 Boost，不是看电感一定要画在整流桥后面，而是看每个半周是否存在这三个关系：
| Boost 关系 | 图 2-3 中的对应 |
|---|---|
| 电感串在输入与开关节点之间 | 正半周是 AC 上侧端 -> L1 -> 左侧开关节点；负半周电流反向经过 L1 |
| 开关管把开关节点拉向低端 | 正半周主要看 Q1；负半周主要看 Q2 |
| 二极管把电感能量送到输出正母线 | 正半周通过 D1；负半周通过 D2 |
所以图 2-3 的结构可以理解成：把“整流桥”和“Boost 开关级”折叠到一起。正半周等效成 L1-Q1-D1 这一路 Boost，负半周等效成 L1-Q2-D2 这一路 Boost，只是 L1 画在交流侧，且电流方向会随半周反向。
能量流动路径
下面四张图对应正负半周的储能/放能状态。D1/D2 相当于隐形整流桥的上半桥，Q1/Q2 的体二极管或同步导通通道承担回流路径。
| 半周极性 | 导通/关断状态 | 主要电流路径 |
|---|---|---|
| 预充，AC 上侧为正 | Q1/Q2 不主动开关 | AC 上侧 -> L1 -> D1 -> C1 -> Q2 体二极管 -> AC 下侧 |
| 预充，AC 下侧为正 | Q1/Q2 不主动开关 | AC 下侧 -> D2 -> C1 -> Q1 体二极管 -> L1 -> AC 上侧 |
| 正半周，AC 上侧为正 | Q1 导通，L1 储能 | AC 上侧 -> L1 -> Q1 -> GND1 -> Q2 体二极管/同步通道 -> AC 下侧 |
| 正半周，AC 上侧为正 | Q1 关断，L1 放能 | AC 上侧 -> L1 -> D1 -> C1/R1 -> GND1 -> Q2 体二极管/同步通道 -> AC 下侧 |
| 负半周，AC 下侧为正 | Q2 导通，L1 储能 | AC 下侧 -> Q2 -> GND1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧 |
| 负半周，AC 下侧为正 | Q2 关断，L1 放能 | AC 下侧 -> D2 -> C1/R1 -> GND1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧 |
这样看，无桥升压 PFC 的本质就清楚了：正半周靠 L1-Q1-D1 这一路 Boost，负半周靠 L1-Q2-D2 这一路 Boost，两路轮流把能量送到同一个 C1 输出母线。相比传统桥式整流 + Boost，它少了完整桥堆中的部分二极管导通压降，所以低压大电流时效率更有优势。
但它的代价也来自这张图本身：GND1 不再通过整流桥稳定地跟输入两端隔开，而是随着 Q1/Q2、D1/D2 和寄生电容关系变化，容易产生共模噪声；同时正负半周的电流路径不同，过零切换、MOSFET 体二极管恢复、驱动时序和电流采样都比普通 Boost PFC 更难处理。图中两个 MOSFET 可以由双通道低侧驱动器驱动，TI 文档示例使用 UCC27624 这类器件。
7.4 无桥图腾柱 PFC
TI 文档把图腾柱 PFC 作为较新的 PFC 拓扑来介绍。它用开关器件替代传统二极管整流桥，进一步减少导通损耗。文档给了两种配置：一种用二极管做线路整流，另一种用 MOSFET 做线路整流。
先把 7.3 的无桥升压 PFC 和这里的图腾柱 PFC 分清楚。它们都叫“无桥”，共同点是都取消了传统输入整流桥，但器件分工不一样：
| 对比项 | 7.3 无桥升压 PFC | 7.4 无桥图腾柱 PFC |
|---|---|---|
| 直观结构 | 两个低侧 Boost 通道左右对称 | 一个高频半桥 + 一个工频整流桥臂 |
| 高频开关器件 | Q1、Q2 分别在正负半周轮流做主开关 | 左桥臂 Q1/Q2 高频互补或同步动作 |
| 工频换向器件 | 另一只 MOSFET 的体二极管或同步导通通道承担回流 | 右桥臂 D3/D4 或 Q3/Q4 按工频半周选择电流方向 |
| 怎么理解 | 正半周是 L1-Q1-D1，负半周是 L1-Q2-D2，两套 Boost 轮流工作 | L1 接在高频桥臂中点，Q1/Q2 像半桥一样高速调制，右桥臂只负责把 AC 另一端接到正母线或 GND |
| 驱动特点 | 两个 MOSFET 都是低侧器件，驱动相对简单 | 高频桥臂有高侧管，需要高低侧/隔离驱动，死区和共模瞬态更关键 |
所以可以这样记：7.3 是两个低侧开关轮流变成 Boost 主开关；7.4 是左侧图腾柱桥臂在高频变，右侧桥臂在工频换向。这就是为什么图腾柱 PFC 对驱动器、死区、器件反向恢复和过零控制要求更高。
图腾柱 PFC 也属于无桥 PFC，但它的器件分工更清楚：左边 Q1/Q2 是高频桥臂，负责 Boost 开关动作；右边 D3/D4 或 Q3/Q4 是工频桥臂，负责随交流半周改变回流路径。L1 仍然串在交流输入侧，但它和高频桥臂、工频桥臂一起构成 Boost 升压结构。
先看图 2-4 的二极管线路整流版本：
| 器件 / 节点 | 作用 |
|---|---|
| L1 | Boost 电感，串在交流输入上侧端子和高频桥臂中点之间 |
| Q1 | 高频上管，连接高频桥臂中点到输出正母线 |
| Q2 | 高频下管，连接高频桥臂中点到 GND |
| D3 | 工频整流上二极管，把交流下侧端子接到输出正母线方向 |
| D4 | 工频整流下二极管，把 GND 接到交流下侧端子方向 |
| C1、Load | 输出母线电容和负载，接在输出正母线与 GND 之间 |
| 半周极性 | 导通/关断状态 | 主要电流路径 |
|---|---|---|
| 正半周，AC 上侧为正 | Q2 导通，L1 储能 | AC 上侧 -> L1 -> Q2 -> GND -> D4 -> AC 下侧 |
| 正半周，AC 上侧为正 | Q2 关断，L1 放能 | AC 上侧 -> L1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> C1/Load -> GND -> D4 -> AC 下侧 |
| 负半周，AC 下侧为正 | Q1 导通，L1 储能 | AC 下侧 -> D3 -> 输出正母线 -> Q1 -> L1 -> AC 上侧 |
| 负半周，AC 下侧为正 | Q1 关断，L1 放能 | AC 下侧 -> D3 -> C1/Load -> GND -> Q2 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧 |
图 2-5 把线路整流的 D3/D4 换成了 MOSFET Q3/Q4：
| 图 2-4 | 图 2-5 对应变化 | 目的 |
|---|---|---|
| D3 | Q3 | 正向导通时用 MOSFET 沟道代替二极管，降低压降 |
| D4 | Q4 | 同样用于降低工频回流路径损耗 |
| Q1/Q2 | 仍是高频桥臂 | 继续负责 Boost 高频调制 |
因此，图 2-5 的能量路径可以按图 2-4 类比，只是把 D3/D4 改成对应半周导通的 Q3/Q4 沟道：
| 半周极性 | 导通/关断状态 | 主要电流路径 |
|---|---|---|
| 正半周，AC 上侧为正 | Q2 导通，L1 储能 | AC 上侧 -> L1 -> Q2 -> GND -> Q4 -> AC 下侧 |
| 正半周，AC 上侧为正 | Q2 关断，L1 放能 | AC 上侧 -> L1 -> Q1 -> C1/Load -> GND -> Q4 -> AC 下侧 |
| 负半周，AC 下侧为正 | Q1 导通，L1 储能 | AC 下侧 -> Q3 -> 输出正母线 -> Q1 -> L1 -> AC 上侧 |
| 负半周，AC 下侧为正 | Q1 关断，L1 放能 | AC 下侧 -> Q3 -> C1/Load -> GND -> Q2 -> L1 -> AC 上侧 |
这样看，图腾柱 PFC 的“图腾柱”主要就是左侧 Q1/Q2 这一根高频半桥。它不像传统 Boost PFC 那样先用整流桥把输入变成脉动直流，而是让高频桥臂和工频桥臂配合，在正负半周分别形成等效 Boost 路径。
相对传统 Boost PFC，图腾柱路径中的串联结更少，因此导通损耗更低。使用 SiC 或 GaN 时，还可以利用更快开关速度和更低反向恢复损耗，提高效率并缩小磁件尺寸。
它的难点也更明显：高频桥臂 Q1/Q2 是半桥结构，需要高低侧驱动、死区控制和很强的抗共模瞬态能力；工频桥臂 D3/D4 或 Q3/Q4 在过零附近要可靠换向；高速器件会让 EMI、布局寄生和驱动回路更敏感。TI 文档中示例使用隔离式双通道驱动器 UCC21551 驱动快速桥臂；如果线路整流也用 MOSFET，则还需要类似 UCC27714 的半桥驱动器。
本章四种有源拓扑可以这样记：升压 PFC 最成熟，交错式升压 PFC 用更多相数换低纹波和高功率，无桥升压 PFC 用更复杂 EMI 换更低整流损耗，图腾柱 PFC 进一步追求高效率和高功率密度，但对器件、驱动和布局要求最高。
8. Boost PFC 的工作模式与 UCC28180 电路分区
Boost PFC 常被分成 CCM 和 BCM/CrM 两类来讲，但这不代表电感电流不存在 DCM。更准确地说：Boost PFC 的电感电流物理上有 CCM、BCM、DCM 三种状态；工程上常作为主流控制方案讨论的是 CCM 和 BCM。
8.1 CCM、BCM/CrM、DCM 的区别与面试回答
先用一个开关周期内的 Boost 电感电流把三种模式分清楚：
| 模式 | 电感电流特征 | 开关时刻特点 | 常见工程定位 |
|---|---|---|---|
| CCM 连续导通模式 | 电感电流始终大于 0 | MOSFET 开通时，电感里还留有电流 | 中大功率 PFC 主流方案，峰值/RMS 电流较低 |
| BCM/CrM 边界/临界导通模式 | 电感电流刚好降到 0，马上进入下一周期 | 在电感电流为 0 的边界点开通，接近 ZCS | 中小功率 PFC 常见方案，开关损耗低但峰值电流较高 |
| DCM 断续导通模式 | 电感电流降到 0 后，还会停留一段空闲时间 | 电感已经无电流，但 MOSFET 不立即开通 | 可以存在，但通常不是较高功率 Boost PFC 的首选主模式 |
注意：CCM、BCM/CrM、DCM 描述的是电感电流状态，不等于控制方式。UCC28180 属于固定频率 CCM 平均电流模式控制，后面会结合电流环再展开。
1. 电流应力：功率越大，DCM 的峰值代价越明显
如果面试官问我三种模式的电流应力差别，我会先说结论：DCM 的峰值电流和 RMS 电流通常最高，CCM 通常最低，BCM/CrM 介于两者之间。 原因很直接，DCM 因为电感电流降到零后还要空闲一段时间，为了传递同样的平均功率，就必须在更短的有效时间里把能量送出去，所以峰值电流会被抬高；BCM/CrM 没有那么长的空闲段，电流一到零就进入下一周期，因此电流应力比纯 DCM 小；CCM 则因为电感电流始终连续，峰值电流和纹波都更容易压住，更适合数百瓦以上对热设计敏感的场合。这个结论是工程趋势，不是绝对公式，具体还要看输入电压、输出电压、电感量、开关频率、控制方式和功率等级。
2. 输入电流塑形：BCM/CrM 更自然，但不是“不要控制”
PFC 真正在意的是每个开关周期的平均输入电流能不能跟随整流后的输入电压包络。DCM 如果用最简单的恒定导通时间控制，平均电流会被 $T_{dead}$ 影响，波形很容易失真，所以它更依赖更复杂的电流指令和补偿。BCM/CrM 的优势在于电感电流一降到零就立刻开通，理想情况下没有额外的空闲时间；如果控制器让 $T_{on}$ 在一个工频周期内近似恒定，电感峰值电流就会自然跟着输入电压变化，平均值也更容易跟正弦包络对应起来。CCM 则通常用平均电流模式闭环，把电感平均电流直接拉到输入电压生成的电流指令上，所以它在低 THD 和高功率设计里很稳，但补偿和采样处理也更讲究。
3. 开关损耗与 EMI：三种模式各有软开关代价
DCM 和 BCM/CrM 都有一个共同好处，就是 MOSFET 下一次开通前，Boost 二极管电流已经降到零，因此基本没有二极管反向恢复损耗。差别在于，DCM 的零电流空闲段更长，开关节点更容易和电感、二极管结电容、MOSFET $C_{oss}$ 以及布局寄生参数一起振铃；如果没有谷底检测，可能会在较高 $V_{DS}$ 下硬开通，开通损耗和 EMI 都会变差。BCM/CrM 因为在电流降到零后就更快进入下一周期，更容易靠近波谷开通，开关节点通常比普通 DCM 更干净，但它也不是“永远第一个波谷”，实际还会受 ZCD 延迟、驱动延迟、$C_{oss}$ 和控制器策略影响。CCM 的电流纹波和峰值电流较低，差模 EMI 往往更容易控制，但它的 Boost 二极管在开通瞬间仍有正向电流，所以高效率 CCM 常常要配 SiC 二极管、超快恢复二极管，或者进一步走向交错、同步整流、图腾柱等方案。
4. 工程选型：不是谁最好，而是谁更适合当前目标
如果只让我用一句话概括，我会说：DCM 更像低功率、低成本、轻载友好的方案；BCM/CrM 是中小功率 PFC 很常见的折中点；CCM 则是中高功率、低 THD、高功率密度场景的主力路线。 所以面试时不要把它们说成简单的优劣关系，而要说成不同功率段下的取舍关系：看你更在意成本、效率、功率密度，还是更在意控制复杂度和 EMI 难度。
8.2 为什么后面重点看 CCM Boost PFC
后面的 UCC28180 示例属于固定频率 CCM 平均电流模式 Boost PFC。选择它作为主线，是因为这种方案在数百瓦 AC/DC 电源里很常见，电感电流连续，峰值电流相对容易控制，也方便把功率级、采样、电流环、电压环和关键波形串起来理解。
8.3 TI UCC28180 典型应用电路
下面参考 TI 的两个文档：ucc28180.pdf 是 UCC28180 数据手册，sluuat3b.pdf 是 UCC28180EVM-573 360W PFC 评估板用户指南。
UCC28180 是固定频率 CCM 平均电流模式 Boost PFC 控制器，典型应用目标是通用输入 85Vac~265Vac，输出 390Vdc，最大功率 360W。
EVM 用户指南中的完整原理图与数据手册典型应用基本一致，元件编号更适合对照实物和 BOM：
分析这张图时，先不要把重点放在“背每个零件参数”上，而是先看它在整机里承担的功能。UCC28180 这套 360W Boost PFC 电路可以分成 7 个区域：
| 分区 | 主要元件 | 这一块负责什么 |
|---|---|---|
| 1. 输入保护与浪涌抑制 | F1、VAR1、RT1 | 防故障、抗浪涌、限制上电冲击电流 |
| 2. EMI 滤波与安规电容 | L1、C1、C5、C2、C4 | 抑制差模/共模噪声，避免开关噪声回灌电网 |
| 3. 整流与高压脉动母线 | BR1、C10 | 把 AC 变成全波整流电压，提供 Boost PFC 的输入包络 |
| 4. Boost 主功率级 | L2、Q1、D3、C16、C17、C18 | 完成储能、升压、电流塑形和 390V 母线支撑 |
| 5. 栅极驱动与开关保护 | U1 GATE、R5、D1、R7 | 控制 Q1 开关速度，抑制误导通和振铃 |
| 6. 电流采样与电流内环 | R4、R2、C8、ISENSE、ICOMP、C7 | 检测电感/开关电流，实现平均电流模式和过流保护 |
| 7. 输出反馈、电压环与偏置 | R8~R13、C15、VCOMP 网络、J2、VCC | 稳住输出 390V，提供控制器供电和环路补偿 |
8.4 第一部分：输入保护与 EMI 滤波
这一部分在图的最左侧，从 AC 输入端 J1 开始，到整流桥 BR1 前后结束。
这一部分不参与 PFC 闭环控制，但直接影响浪涌、安规和传导 EMI。PFC 级后面有高压、高 dv/dt 和较大的开关电流，如果输入保护和滤波没有处理好，问题通常不会表现为“电路完全不能工作”，而是表现为传导骚扰超标、上电冲击过大、保险丝误断、压敏电阻过热等工程问题。
- F1 – 输入保险丝：
F1 串在交流输入端，主要处理严重故障工况。比如整流桥短路、MOSFET 击穿、输出母线短路、NTC 后级发生低阻故障时，保险丝需要在故障电流持续造成起火风险前断开。
保险丝选型不能只看额定电流，还要看输入浪涌、延时特性、分断能力和安规认证。PFC 输入端后面有大容量高压电解电容，上电瞬间冲击电流很大，所以实际设计中通常会配合 NTC、继电器旁路或主动浪涌抑制一起考虑。
- VAR1 – 压敏电阻：
VAR1 跨接在交流输入侧，用于吸收雷击浪涌、电网尖峰等异常过压。正常工作时它近似开路；当输入电压超过压敏电阻的钳位范围后，它会导通并吸收一部分浪涌能量，降低后级整流桥、MOSFET 和高压电容承受的电压应力。
选型时要看最大连续工作电压、钳位电压、浪涌能量和失效保护。压敏电阻长期承受过多浪涌后可能老化，漏电流增大，严重时会发热失效，所以它通常要和保险丝、热保护器或安规方案配合。
- RT1 – NTC 热敏电阻：
RT1 串在输入路径中，冷态电阻较大，用来限制上电瞬间给 C16/C17/C18 充电的浪涌电流。工作一段时间后，NTC 因电流发热，阻值下降，正常运行损耗随之降低。
这里要注意两个实际问题。第一，NTC 热态仍然有损耗，功率越大越明显；第二，快速断电后再上电时，NTC 还没有冷却，限流能力会变弱。因此更大功率的 PFC 往往会用继电器旁路、可控硅或主动限流方案。
- L1 – 共模电感：
L1 主要抑制共模噪声。PFC 开关节点的 dv/dt 会通过寄生电容耦合到输入线和保护地，形成共模电流。共模电感对火线和零线同向流动的噪声呈高阻抗，对正常差模工频电流影响较小。
共模电感的选型重点不是电感量越大越好，还要看额定电流、漏感、磁芯材料、绕组电容、温升和安规间距。实际 EMI 调试时，L1 常常要和 X/Y 电容一起调整。
- C1、C5 – X 电容 / 差模电容：
C1、C5 跨接在火线和零线之间，为差模高频噪声提供低阻抗通路。它们可以降低开关电流造成的输入线间噪声，但容量不能随意加大。
对 Boost PFC 来说，输入侧电容过大会旁路一部分高频纹波和低频包络电流，使控制器塑形后的输入电流被电容电流叠加，导致电流相位和波形变差。因此 PFC 输入电容是 EMI 和功率因数之间的折中。
- C2、C4 – Y 电容：
C2、C4 给共模噪声提供回流路径，降低共模骚扰。它们连接到保护地相关节点，因此必须使用安规 Y 电容。
Y 电容容量越大，共模噪声越容易压下去，但漏电流也会增加。离线 AC/DC 电源里，Y 电容选值要同时满足 EMI、漏电流和安规要求。
调试落点：如果样机功能正常，但传导 EMI 过不了，优先看输入滤波器、开关节点到散热器/地的寄生耦合、Y 电容回流路径和 PFC 电感屏蔽方式。如果上电偶发烧保险或整流桥温升异常，优先看浪涌电流、NTC 热态再启动和高压母线电容充电路径。
8.5 第二部分：整流桥与 Boost 主功率级
这一部分决定能量如何从交流输入进入 390V 直流母线。主功率路径可以写成：
AC -> BR1 整流 -> L2 -> D3 -> C16/C17/C18 -> 390V 输出母线
|-> Q1 -> R4 -> GNDPFC 主功率级必须同时完成两件事：一是把整流后的输入电压升到稳定的 390V 母线，二是让输入电流接近正弦并跟随输入电压相位。普通 Boost 只关心输出电压，Boost PFC 还关心输入电流波形。
- BR1 – 桥式整流器：
BR1 把交流输入变成全波整流电压。PFC 后级看到的不是正负交替的交流电，而是 100Hz/120Hz 的正弦包络。最低输入电压、满载时，BR1 的电流和损耗最大。
整流桥每个时刻通常有两只二极管导通，所以导通损耗不能忽略。360W 级别的 PFC 里，整流桥经常需要散热器或足够大的铜皮。选型时要看平均整流电流、浪涌电流、反向耐压、封装热阻和实际温升。
- C10 – 整流后小电容：
C10 位于整流桥后，用来降低局部高频尖峰和开关电流造成的高频电压扰动。它不是传统整流滤波里的“大电解”，不能把整流后的 100Hz/120Hz 包络滤成平滑直流。
如果 C10 取得过大，输入电流会变成靠近电压峰值附近集中充电，PFC 控制器即使努力调电流环，实际输入电流也会被电容电流破坏，PF 和 THD 都会变差。
- L2 – Boost 电感：
L2 是 Boost PFC 的关键功率元件。Q1 导通时，整流输入电压加在 L2 上，电感电流上升；Q1 关断时，L2 电流通过 D3 向输出母线释放。控制器通过调节 Q1 占空比，让 L2 的平均电流按输入电压包络变化。
L2 的选型要同时看电感量、饱和电流、RMS 电流、铜损、磁芯损耗、温升和噪声。电感量太小，纹波电流变大，电流采样噪声、MOSFET 峰值电流和 EMI 压力都会上升；电感量太大，体积和铜损增加，动态响应也会变慢。
- Q1 – 主功率 MOSFET：
Q1 负责高频开关，直接决定 L2 的充放能节奏。低压输入、满载时，占空比较大，MOSFET 电流 RMS 和导通损耗较高；高压输入时，占空比较小，但开关损耗、dv/dt 和 EMI 仍然要重点关注。
选型时要看耐压、$R_{DS(on)}$、栅极电荷、输出电容 $C_{oss}$、开关损耗、封装热阻和散热条件。390V 母线的 PFC 通常会选 600V 或 650V MOSFET，给过压、振铃和浪涌留出裕量。
- D3 – Boost 二极管：
Q1 导通时，D3 反偏；Q1 关断时，L2 把开关节点抬高到输出母线以上，D3 正偏导通，把电感电流送到 C16/C17/C18 和负载。
D3 的反向恢复会直接影响 Q1 开通损耗和开关节点尖峰。普通快恢复二极管在高频 PFC 中可能带来较大的反向恢复电流，所以 TI 示例使用 SiC 肖特基二极管。选型时要看反向耐压、平均电流、浪涌能力、正向压降、反向恢复特性和温升。
- C16/C17/C18 – 输出母线电容：
C16 是主要储能电容，负责 390V 母线保持时间和低频能量缓冲。*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*
C17、C18 主要降低高频纹波和尖峰阻抗。输出电容选型要看容量、耐压、纹波电流、ESR、寿命和温升。容量太小，母线纹波和掉电保持能力不足；容量太大，上电浪涌、体积和成本都会增加。
- D2 – 启动 / 旁路二极管：
D2 作为预充二极管，主要是在启动或特定瞬态阶段给母线提供一条低损耗充电路径，让输出电容先被充到接近输入整流峰值，这样 Boost/PFC 级启动时就不用从 0V 硬拉母线，可以明显减小浪涌电流、开关管和整流器件应力，也能缩短启动时间、提高低压和大电容场景下的启动可靠性；在更高功率或更强调效率的方案里，工程上还会进一步用继电器、继电器旁路或主动预充电路来接管这条路径，先限流预充、再在母线电压建立后切换到主功率通道，避免二极管长期压降带来的损耗。
Boost PFC 的两个开关状态必须能直接讲清楚：
- Q1 导通时：BR1 后的整流电压加在 L2 上，L2 电流线性上升。此时 D3 反偏，输出负载主要由输出母线电容供电。
- Q1 关断时：L2 电流不能突变，开关节点电压升高到高于输出母线，D3 正偏导通，L2 电流进入输出母线和负载。
面试追问点：为什么 Boost PFC 不在整流桥后放一个很大的电解电容？因为这样输入电流会主要集中在交流电压峰值附近，电流波形不再跟随电压正弦变化，功率因数和谐波都会变差。PFC 的目标正是避免这种峰值充电电流。
8.6 第三部分：栅极驱动与主开关保护
UCC28180 的 GATE 脚直接驱动 Q1，但外部栅极网络决定开关速度和抗干扰能力。
- R5 – 栅极串联电阻：
R5 限制 UCC28180 GATE 脚给 Q1 栅极充放电的速度。阻值小，开关速度快，开关损耗低，但开关节点 dv/dt、振铃和 EMI 压力会增加；阻值大，开关速度变慢，振铃可能改善，但 MOSFET 开关损耗和温升会上升。
R5 的最终值通常不是只靠计算确定，而是结合 GATE 波形、MOSFET VDS 波形、D3 反向恢复表现、温升和 EMI 测试调整。
- D1 – 非对称栅极充放电路径：
D1 与 R5 形成不同方向的栅极阻抗，让开通和关断速度可以不一样。常见做法是让关断更快，降低异常状态下的误导通风险，同时通过开通速度控制 EMI 和二极管反向恢复冲击。
判断 D1 方向时，不要只背“加快开通”或“加快关断”，要沿着 GATE 引脚、R5、D1 和 MOSFET 栅极的电流路径看，确认哪个方向绕过了较大的电阻。
- R7 – 栅源下拉电阻：
R7 把 Q1 栅极默认拉到源极电位。控制器未上电、GATE 高阻、驱动线受干扰时，R7 可以降低 MOSFET 误导通概率。
PFC 开关节点电压变化很快，漏极到栅极的米勒电容会把 dv/dt 耦合到栅极。如果下拉太弱、驱动回路阻抗太高或布局太差，Q1 可能在不该导通的时候被抬高栅压。
- HS1 – 散热器：
EVM 中 Q1、BR1、D3 共用散热器，说明这三个器件都是主要热源。整流桥主要是导通损耗，MOSFET 同时有导通损耗和开关损耗，Boost 二极管有导通损耗以及可能的恢复相关损耗。
调试落点：如果 VDS 尖峰和振铃过大，先看栅极电阻、二极管恢复、主功率环路面积和吸收/阻尼措施。如果 MOSFET 温升高，要区分是导通损耗高、开关损耗高，还是驱动波形异常导致的交越损耗或误导通。
8.7 第四部分：电流采样与电流内环
UCC28180 是平均电流模式 PFC，电流采样不是只做保护，而是控制核心的一部分。
普通反激里的电流采样常被初学者理解成“过流保护”。在 UCC28180 这种平均电流模式 PFC 中，电流采样还承担输入电流塑形的任务。电压环给出输出功率需求，电流环把这个需求落实到每个开关周期的电感电流控制上。
- R4 (0.032Ω) – 主电流采样电阻：
Q1 电流流过 R4 后产生采样电压，送入 ISENSE。UCC28180 通过这个信号判断电感电流状态，并实现电流环控制和过流保护。
R4 的阻值选择是损耗和信号幅度的折中。阻值大，采样信号幅度高，抗噪声更容易，但电阻功耗和温升增加；阻值小，功耗低，但采样信号更容易被开关噪声污染。EVM 选 0.032Ω，是结合最大电感峰值电流和芯片过流阈值反推得到的。
R4 不是普通小电阻，必须看功率、温漂、寄生电感和封装散热。布局上建议 Kelvin 采样，采样回路不能和 Q1、D3、输出电容的大电流回路共用高 di/dt 路径。
R4 放在输出 GND 和整流桥 DC- 之间，是为了让 UCC28180 得到负向电流采样信号；这确实会让输出 GND 比整流桥 DC- 高一点点，但只有 I×R4 的小压降，属于正常设计。
- R2、C8 – ISENSE 输入滤波与限流：
R2 串在 ISENSE 引脚前，限制异常尖峰电流进入芯片引脚；C8 对高频尖峰做滤波。MOSFET 开通瞬间，二极管恢复、寄生电容放电和布局寄生电感都会在采样电阻上叠加尖峰，如果不处理，可能造成误触发或电流环抖动。
但滤波也不能过度。R2/C8 时间常数过大，会让采样信号滞后真实电流，影响电流环相位和逐周期保护速度。
- ISENSE – 电流采样输入：
ISENSE 是电流内环和保护逻辑的输入端。它看到的波形应该能反映电感电流趋势，而不是被开关尖峰主导。
调试时，如果输入电流畸变明显、THD 偏高或满载低压时出现异常限流，需要同时看 ISENSE 波形、电感电流波形和 GATE 波形，确认是采样噪声、补偿问题还是功率级真的过流。
- ICOMP、C7 – 电流环补偿 / 平均电流处理：
ICOMP 相关网络决定电流环如何从开关周期的采样信号中得到可控的平均电流趋势。平均电流模式不是 UCC28180 才有的特殊新模式，它是开关电源里一种常见控制方法，只是在 PFC 中特别常用。
和 UC3842 这类峰值电流模式不同，峰值电流模式通常是“本周期电流斜坡达到阈值就关断”，控制对象更接近电感峰值电流；平均电流模式则会把采样电流与电流指令之间的误差送入电流误差放大器，通过补偿网络调节 PWM，使电感电流的周期平均值跟随目标。PFC 要的是输入电流包络接近正弦，因此平均值比单个周期的峰值更直接对应输入电流塑形。
C7 过小，电流环可能对开关纹波和噪声过于敏感；C7 过大，电流环响应变慢，输入电流包络跟随能力变差。TI 示例把电流环极点放在 kHz 级，就是为了在滤掉开关纹波的同时保留足够的电流调节能力。
面试追问点：为什么 PFC 要用电流内环？因为只稳住 390V 输出电压并不能保证输入电流正弦。PFC 的目标是让输入电流跟随输入电压并降低谐波，所以必须实时检测和控制电感电流。
8.8 第五部分：输出反馈、电压环与控制器供电
输出电压反馈和环路补偿在图的右下侧，是 PFC “稳住 390V 母线”的部分。
输出反馈部分负责把高压母线状态送回控制器。PFC 的电压环不能按普通 DC/DC 的思路做得很快。*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*
- R8~R13 – 高压输出分压电阻：
这组电阻把 390V 输出母线分压到 VSENSE 可识别的约 5V。高压侧使用多个电阻串联，是为了分摊耐压和功耗，同时降低单个电阻承受的电场应力。
分压电阻过小，损耗增加；分压电阻过大，节点阻抗高，容易受噪声、漏电流和 PCB 污染影响。高压分压网络还要注意爬电距离、清洁度和电阻耐压。
- C15 – VSENSE 滤波电容：
C15 滤除 VSENSE 上的高频噪声，避免开关尖峰影响输出电压判断。但它不能过大，否则过压、欠压和动态变化的响应会变慢。
调试时，如果 VSENSE 上叠加明显高频毛刺，可能导致误触发 OVP/UVP 或控制抖动；如果滤波过重，保护响应又可能不够及时。
- VSENSE – 输出电压采样输入：
VSENSE 告诉控制器 390V 母线当前是偏高还是偏低。它既参与稳压，也参与过压、欠压等保护判断。
稳态时 VSENSE 接近芯片参考值。负载突变、启动和输入电压变化时，VSENSE 会随母线电压缓慢变化，电压环通过 VCOMP 调整功率需求。
- VCOMP、R6、C13、C14 – 电压环补偿网络：
这组元件决定电压外环的带宽和相位裕量。PFC 电压环故意做慢，目标是调节 390V 母线的平均值，而不是追着母线纹波快速调节。*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*
- FREQ、R3 – 开关频率设定：
R3 设置 UCC28180 的开关频率。EVM 中 R3=17.8kΩ，对应约 118kHz。频率升高可以减小磁件和滤波器体积，但开关损耗、驱动损耗和 EMI 压力会上升；频率降低有利于降低部分开关损耗，但电感和滤波器体积可能增大。
- J2、C3、C11、C12、VCC – 控制器供电与旁路：
EVM 通过外部 12V 给 UCC28180 供电。C3、C11、C12 是 VCC 旁路电容，用来降低芯片供电阻抗，保证 GATE 驱动和内部模拟电路稳定工作。
VCC 旁路电容必须靠近芯片引脚放置。如果 VCC 噪声大或启动过程供电不足，可能出现驱动异常、误保护或控制器反复重启。
面试追问点：为什么 PFC 电压环不能太快？核心是电压环只应调节 390V 母线平均值，不应追着低频母线纹波跑。完整原理见 8.9 节第 3 问。
8.9 UCC28180 的整体控制逻辑与常见追问
把上面的分区串起来，UCC28180 的工作可以这样理解：
- 输入 EMI 和整流区把 AC 变成全波整流电压。
- Boost 主功率级通过 L2、Q1、D3 把能量送到 390V 输出母线。
- VSENSE 检测输出母线电压，电压误差经过 VCOMP 形成外环控制量。
- ISENSE 检测电感/开关电流，ICOMP 相关网络让电流内环控制平均电流趋势。
- UCC28180 通过 GATE 调整 Q1 的 PWM，使输出母线平均值稳定在 390V，同时让输入电流尽量跟随输入电压包络。
对着原理图讲这套电路时，不建议只背“某个电阻接哪个脚”。更好的顺序是：先讲输入保护和 EMI，再讲整流后的 Boost 能量路径，然后讲电流采样如何影响输入电流波形，最后讲输出分压和电压环为什么要慢。
常见追问可以这样准备：
- PFC 和普通 Boost 最大区别是什么？
普通 Boost 主要目标是稳定输出电压；Boost PFC 除了稳定 390V 母线，还要控制输入电流波形，使输入电流接近正弦并与输入电压同相，从而提高 PF、降低谐波。
- 为什么最低输入电压、满载是关键工况？
同样输出功率下，输入电压越低，输入电流越大，MOSFET、整流桥、电感、采样电阻和 PCB 铜皮的 RMS 电流都更高。低压满载通常决定电流应力、温升和电感饱和余量。
- 为什么输出 390V 母线允许有 100Hz/120Hz 纹波？
这个 100Hz/120Hz 纹波的产生，是由单相交流电的物理特性和能量守恒定律共同决定的，它是无法完全消除的物理现象。可以通过三个步骤看清它的来源：
第一步：输入端的瞬时功率天然是两倍工频波动。
假设市电频率是 50Hz 或 60Hz，为了实现理想 PFC，输入电压和输入电流同相：
$$ v(t)=V_m\sin(\omega t) $$
$$ i(t)=I_m\sin(\omega t) $$
瞬时输入功率为：
$$ P_{in}(t)=v(t)i(t)=V_m I_m\sin^2(\omega t) $$
根据三角函数关系 $\sin^2(\omega t)=\frac{1-\cos(2\omega t)}{2}$，可得：
$$ P_{in}(t)=\frac{V_m I_m}{2}\left[1-\cos(2\omega t)\right] $$
公式里的 $2\omega$ 是关键。它说明即使电压和电流已经完美同相，单相输入功率仍然会以两倍工频波动：50Hz 输入对应 100Hz，60Hz 输入对应 120Hz。输入功率会从接近 0 上升到峰值，再回到接近 0。
第二步：输出端负载希望拿到相对平稳的直流功率。
PFC 后端通常接 DC/DC 变换器或其他直流负载。对后级来说，它希望 390V 母线提供的是相对连续、稳定的功率，而不是每 10ms 或 8.33ms 就归零一次的脉动功率。
第三步：输出电容必须承担输入和输出之间的能量差。
一边是两倍工频波动的输入功率，另一边是相对平稳的负载功率，二者不可能时时相等。这个差额只能由 390V 母线上的大电解电容吸收和释放：
- 当 $P_{in}(t)>P_{out}$ 时，多余能量给输出电容充电，母线电压上升。
- 当 $P_{in}(t)<P_{out}$ 时，输出电容放电补能，母线电压下降。
所以，100Hz/120Hz 低频纹波是单相交流“脉动供能”和负载“连续耗能”之间的能量差造成的。只要纹波在设计范围内，并且不触发 OVP/UVP 保护，就不需要也不能用电压环强行压掉它；否则 VCOMP 和电流指令会带上两倍工频成分，输入电流被扭曲，PFC 效果反而变差。
- 为什么输入电容不能随便加大？
输入侧大电容会让输入电流偏向电压峰值附近充电，破坏 PFC 电流塑形。PFC 输入电容主要服务于高频滤波和 EMI 折中，而不是把整流电压滤成平滑直流。
- 为什么电流采样布局很重要？
ISENSE 信号幅度很低，容易被 MOSFET 开关尖峰和大电流回路共阻抗污染。采样不干净会导致输入电流畸变、保护误动作或电流环不稳定，所以 R4 要靠近功率回路放置并做 Kelvin 采样。
8.10 Boost PFC 参数计算示例
前面已经按功能区说明了各元件的作用，下面按 TI 360W 示例，把主要功率器件和关键外围参数算一遍。计算的目的不是得到唯一标准答案，而是建立选型依据：哪些工况决定电流应力，哪些参数影响损耗，哪些元件需要在样机测试中回调。
设计目标如下：
| 参数 | 数值 |
|---|---|
| 输入电压 | 85Vac~265Vac |
| 输入频率 | 47Hz~63Hz |
| 输出电压 | 390Vdc |
| 输出功率 | 360W |
| 最大输出电流 | 0.923A |
| 目标 PF | 0.99 |
| 估算效率 | 94% |
| 开关频率 | 约 120kHz，EVM 实际约 118kHz |
| 电感纹波系数 | 40% |
8.10.1 为什么选 120kHz 和 40% 电感纹波
这两个参数不是 PFC 独有的神秘经验值，本质上仍然来自 Boost 变换器的折中：开关频率决定磁件体积、开关损耗和 EMI 难度；电感纹波系数决定电感量、电流峰值、导通损耗和电流环可控性。区别在于，普通 Boost 通常只关心输出稳压和纹波，而 Boost PFC 还必须关心输入电流是否能跟随整流正弦包络，所以 PF、THD 和过零附近的工作状态也会参与折中。
- 为什么开关频率取约 120kHz：
频率升高时，按 $L\propto 1/f_{sw}$ 的关系，同样纹波目标下所需 Boost 电感会变小，磁件体积、匝数和铜线长度都有机会下降；输入/输出高频纹波频率也更高，滤波器更容易避开低频大体积设计。但频率越高，MOSFET 的开关损耗、栅极驱动损耗、Boost 二极管恢复相关损耗、磁芯损耗和 EMI 压力都会上升。
频率降低时，开关损耗和驱动损耗会下降，效率可能更容易做高，但 Boost 电感和 EMI 滤波器会变大，电感电流纹波也更难压住。对 360W、宽输入、390V 母线的 PFC 来说，100kHz~130kHz 是很常见的折中区间：高到足以减小磁件体积，又没有高到让普通硅 MOSFET、SiC 二极管和 PCB 布局承担过高的开关损耗与 EMI 压力。EVM 选约 118kHz，可以理解为这个折中点附近的工程选择。
- 为什么电感纹波系数取 40%：
这里的 40% 通常指在最坏工况附近，电感电流峰峰值纹波 $\Delta I_L$ 约为输入电流峰值的 40%。纹波系数选大，电感量可以变小，磁件更轻、更便宜，但电感峰值电流、MOSFET 峰值电流、采样电阻峰值电压和 EMI 噪声都会增加；同时高压输入、轻载或交流过零附近更容易进入 DCM，输入电流包络可能变差，THD 上升。纹波系数选小，电流更平滑，THD 和峰值应力更容易控制，但电感量、体积、铜损和成本都会增加。
所以 40% 不是绝对标准，而是 PFC 设计里常用的中间值：比 20%~30% 更有利于减小电感体积，又比 60% 这类大纹波更容易控制峰值电流、噪声和输入电流失真。对于平均电流模式 PFC，电流环最终控制的是电感电流的平均趋势，开关频率纹波可以存在，但不能大到让采样尖峰、峰值限流或 DCM 区域主导整个电流波形。
一句话记忆：PFC 的功率级计算和普通 Boost 是同一个底层逻辑，但普通 Boost 主要优化输出稳压，PFC 还要优化输入电流形状。因此 120kHz 和 40% 纹波都不是单纯为了“能升压”，而是在电感体积、效率、EMI、峰值应力、PF 和 THD 之间折中。
8.10.2 输出电流
$$ I_{o,max}=\frac{P_{o,max}}{V_o}=\frac{360}{390}\approx0.923A $$
其中，$I_{o,max}$ 是最大输出电流，$P_{o,max}$ 是最大输出功率，$V_o$ 是输出母线电压。
8.10.3 最大输入 RMS 电流
最坏输入电流通常出现在最低输入电压、满载时：
$$ I_{in,rms,max}=\frac{P_{o,max}}{\eta V_{in,min}PF} $$
代入：
$$ I_{in,rms,max}=\frac{360}{0.94\times85\times0.99}\approx4.55A $$
其中，$I_{in,rms,max}$ 是最大输入电流有效值，$\eta$ 是估算效率，$V_{in,min}$ 是最低输入电压有效值，$PF$ 是目标功率因数。
如果输入电流近似正弦，则峰值为：
$$ I_{in,pk}=\sqrt{2}I_{in,rms,max}\approx6.44A $$
整流后平均输入电流可估算为：
$$ I_{in,avg,max}=\frac{2}{\pi}I_{in,pk}\approx4.10A $$
其中，$I_{in,pk}$ 是输入正弦电流峰值，$I_{in,avg,max}$ 是整流后最大平均输入电流。
这些电流用于选择保险丝、整流桥、EMI 电感、PCB 铜皮和输入电容纹波电流能力。
8.10.4 整流桥损耗
整流桥每个时刻通常有两只二极管导通。若每只二极管压降按 1V 估算：
$$ P_{br}=2V_F I_{in,avg,max}=2\times1\times4.10\approx8.2W $$
其中，$P_{br}$ 是整流桥导通损耗，$V_F$ 是单只二极管正向压降。
这说明 360W PFC 的整流桥不是“小信号器件”，需要看平均电流、浪涌电流和散热。EVM 中 BR1 与 Q1、D3 共用散热器，就是因为这些器件都有明显热耗散。
8.10.5 最大占空比
最低输入电压时，整流峰值为：
$$ V_{rec,min}=\sqrt{2}\times85\approx120V $$
Boost 占空比近似：
$$ D=\frac{V_o-V_{in}}{V_o} $$
在最低输入峰值处：
$$ D_{max}=\frac{390-120}{390}\approx0.692 $$
其中，$V_{rec,min}$ 是最低输入电压对应的整流峰值，$D$ 是 Boost 占空比，$D_{max}$ 是最低输入峰值处的最大占空比。
这个值说明低压输入时 MOSFET 导通时间很长，电感电流也最大，是电感、MOSFET、采样电阻和热设计的关键工况。
8.10.6 Boost 电感 L2
TI 示例允许 40% 电感纹波：
$$ \Delta I_L=0.4I_{in,pk}=0.4\times6.44\approx2.58A $$
按最坏纹波点 $D=0.5$ 估算 Boost 电感：
$$ L_{b,min}=\frac{V_oD(1-D)}{f_{sw}\Delta I_L} $$
代入 $V_o=390V$、$D=0.5$、$f_{sw}=118kHz$：
$$ L_{b,min}=\frac{390\times0.5\times0.5}{118k\times2.575}\approx321\mu H $$
其中，$\Delta I_L$ 是 Boost 电感电流纹波，$L_{b,min}$ 是估算得到的最小 Boost 电感量，$f_{sw}$ 是开关频率。
EVM 选择 327µH。实际纹波约为：
$$ \Delta I_{L,act}=\frac{390\times0.5\times0.5}{118k\times327\mu H}\approx2.53A $$
最大电感峰值电流约为：
$$ I_{L,pk,max}=I_{in,pk}+\frac{\Delta I_L}{2}\approx6.44+1.26\approx7.7A $$
其中，$\Delta I_{L,act}$ 是实际选用电感后的纹波，$I_{L,pk,max}$ 是最大电感峰值电流。
电感选型要看电感量、饱和电流、铜损、磁芯损耗和温升。TI 文档也特别提醒：电感纹波越大，磁件越小，但轻载/高压输入时更容易进入 DCM，THD 会变差。
8.10.7 输入电容
PFC 输入电容不能随便加太大。太大虽然能滤高频，但会旁路掉一部分输入电流塑形，使电流相位和波形变差。TI 示例按 7% 高频输入纹波估算：
$$ V_{in,rip}=0.07\times120\approx8.4V $$
输入电容估算为：
$$ C_{in}=\frac{\Delta I_L}{8f_{sw}V_{in,rip}} $$
$$ C_{in}=\frac{2.575}{8\times118k\times8.4}\approx0.324\mu F $$
其中，$V_{in,rip}$ 是允许的输入高频纹波电压，$C_{in}$ 是输入差模电容估算值。
EVM 使用 0.33µF 薄膜电容。这里的重点是：PFC 前端的差模电容是 EMI/高频纹波折中，不是越大越好。
8.10.8 Boost 二极管 D3
D3 承受接近输出母线的反向电压，导通时承受 Boost 电感电流。TI 示例使用 SiC 肖特基二极管，主要原因是反向恢复电荷很小，可以显著降低反向恢复损耗和开关噪声。
二极管损耗可粗略分成导通损耗和反向恢复损耗：
$$ P_D\approx V_F I_o+0.5f_{sw}V_oQ_{rr} $$
其中，$P_D$ 是 Boost 二极管损耗，$I_o$ 是输出电流，$Q_{rr}$ 是二极管反向恢复电荷。SiC 二极管的 $Q_{rr}$ 很小，因此高频 PFC 中常用它来换效率和 EMI 余量。
8.10.9 MOSFET Q1 和栅极网络
MOSFET 要看耐压、RDS(on)、电流 RMS、开关损耗、输出电容 $C_{oss}$ 和散热。TI 示例中 Q1 用 600V MOSFET，适配 390V 母线和过压尖峰裕量。
栅极网络不是随便画的：
| 元件 | 作用 |
|---|---|
| R5 3.3Ω | 限制栅极充放电速度，抑制开关节点振铃和 EMI |
| D1 | 与 R5 形成非对称开关速度，常用于加快关断 |
| R7 10kΩ | 栅极下拉，防止 MOSFET 悬空误导通 |
开关损耗可按近似式估算：
$$ P_{sw}\approx f_{sw}\cdot0.5V_oI_{in,pk}(t_r+t_f)+0.5C_{oss}V_o^2f_{sw} $$
其中，$P_{sw}$ 是 MOSFET 开关损耗估算值，$t_r$ 和 $t_f$ 分别是开通上升时间和关断下降时间，$C_{oss}$ 是 MOSFET 输出电容。
实际还要结合驱动电压、栅极电阻、PCB 寄生电感和散热器温度验证。
8.10.10 电流采样电阻 R4
UCC28180 的 ISENSE 是负向电流采样。TI 示例按软过流阈值和最大电感峰值电流来选采样电阻。若最小软过流阈值约为 0.265V，并留 10% 峰值余量：
$$ R_s=\frac{V_{soc,min}}{1.1I_{L,pk,max}} $$
$$ R_s=\frac{0.265}{1.1\times7.7}\approx0.0313\Omega $$
其中，$R_s$ 是电流采样电阻，$V_{soc,min}$ 是软过流阈值的最小值。
EVM 选择 0.032Ω。采样电阻功耗按输入 RMS 电流估算：
$$ P_{Rs}=I_{in,rms,max}^2R_s=4.55^2\times0.032\approx0.66W $$
其中，$P_{Rs}$ 是采样电阻功耗。
所以 R4 不是普通小电阻，需要低阻值、足够功率、低寄生电感，并且采样走线要 Kelvin 引出。
峰值限流阈值若按 0.438V 估算：
$$ I_{pcl,max}=\frac{0.438}{0.032}\approx13.7A $$
其中，$I_{pcl,max}$ 是硬峰值限流电流。
这对应硬峰值保护，主要防止异常工况下电感/MOSFET 电流失控。
8.10.11 输出电容 C16/C17/C18
PFC 输出电容承担两个任务：
- 给后级提供保持时间，输入掉电或过零附近不能让母线立刻掉太多。
- 吸收单相 PFC 天然存在的两倍工频能量脉动。
按保持时间估算：
$$ C_o\ge\frac{2P_o t_{hold}}{V_o^2-V_{hold,min}^2} $$
其中，$C_o$ 是输出电容，$t_{hold}$ 是保持时间，$V_{hold,min}$ 是保持时间结束时允许的最低母线电压。
TI 示例要求母线不低于 300V，按最低线频 47Hz 的一个周期估算，得到约 247µF，考虑裕量后选 270µF。
两倍工频输出纹波可以用近似式估算：
$$ V_{o,rip,pp}\approx\frac{I_o}{2(2\pi f_{line})C_o} $$
代入 $I_o=0.923A$、$f_{line}=47Hz$、$C_o=270\mu F$：
$$ V_{o,rip,pp}\approx5.8V $$
其中，$V_{o,rip,pp}$ 是输出母线峰峰值纹波，$f_{line}$ 是输入线频。
这个纹波小于 390V 的 5%（19.5V），不会轻易触发过压/欠压保护。
8.10.12 输出电压反馈分压
UCC28180 的 VSENSE 参考为 5V。TI 建议上臂反馈电阻取 1MΩ，降低分压损耗；高压侧用多个电阻串联分摊耐压。下臂电阻为：
$$ R_{fb2}=\frac{V_{ref}R_{fb1}}{V_o-V_{ref}} $$
$$ R_{fb2}=\frac{5\times1M}{390-5}\approx13.0k\Omega $$
其中，$R_{fb1}$ 是反馈上臂电阻，$R_{fb2}$ 是反馈下臂电阻，$V_{ref}$ 是 VSENSE 参考电压。
EVM 使用 13kΩ，因此输出设定约 390V。VSENSE 上的小电容 C15 用于滤除噪声，但时间常数不能太大，否则过压响应会变慢。
8.10.13 环路补偿的工程理解
UCC28180 的环路计算很长，初学阶段先抓住原则：
| 环路 | 对应引脚/元件 | 目标 |
|---|---|---|
| 电流内环 | ISENSE、ICOMP、C7 | 让电感平均电流稳定跟随指令，滤掉开关纹波但不过度增加相位滞后 |
| 电压外环 | VSENSE、VCOMP、R6、C13、C14 | 稳住 390V 平均值，带宽低于两倍工频，避免输入电流畸变 |
TI 示例中 ICOMP 选 2700pF，让电流平均极点在约 4.3kHz；VCOMP 使用 4.7µF、22.6kΩ 和 0.47µF，目标电压环交越大约 10Hz。这里可以抓住两个判断：电压环负责调节 390V 母线的平均值，电流环负责让电感平均电流按控制目标变化。PFC 的特殊点是电压环不能太快，因为太快会破坏输入电流正弦性。
8.11 Boost PFC 关键波形怎么读
这一节按 TI 文档里常见的读图方式来写：先用图注确定测试条件和通道，再看波形的同步关系、频率关系和异常特征。图上的英文不是重点，但图注里的测试条件和通道号必须先用起来，否则后面就会变成凭感觉猜。
本节的几张实测图来自 TI UCC28180EVM-573 用户指南；平均电流模式的控制逻辑参考 TI Average Current Mode Control of Switching Power Supplies。这个 EVM 是 360W、390V 输出、85Vac~265Vac 输入的 CCM Boost PFC，控制器采用平均电流模式，开关频率约 120kHz。下面的 115Vac、230Vac、CH1、CH3 等信息都来自这些图的图注。
8.11.1 先学会读示波器图
看这种黑白示波器截图，通道识别优先看数字标号，不靠线条粗细。正确读法是：
| 图上信息 | 怎么用 |
|---|---|
| 左侧小箭头里的数字 | 这是通道号，比如 1 对应 CH1，3 对应 CH3 |
| 图注里的 CH 说明 | 告诉你 CH1、CH2、CH3、CH4 分别接在哪里 |
V/div、A/div | 告诉你每个竖格代表多少电压或电流 |
ms/div、us/div | 告诉你横向每格代表多少时间 |
| 输入条件 | 例如 115Vac, 60Hz, full load，这是这张图的测试工况 |
所以，读图顺序应该是：先读图注确定通道，再看通道标号对应哪条波形，最后再解释波形说明了什么。
8.11.2 输入电压和输入电流：PFC 是否真的在工作
这两张图的图注说明：CH1 是整流桥 BR1 后面的整流输入电压，CH3 是输入电流。
读图时看左侧通道标号：标 1 的波形是 CH1，标 3 的波形是 CH3。上图是 115Vac / 60Hz / 满载，下图是 230Vac / 50Hz / 满载；这些工况来自 TI 图注。
CH1 的形状是连续的“山峰-谷底-山峰-谷底”。这是全波整流电压的典型形状：交流负半周被翻到正半轴，所以一个交流周期里会出现两个电压峰。60Hz 输入时，整流后的重复频率是 120Hz；50Hz 输入时，整流后的重复频率是 100Hz。因此即使先只看频率，也能判断：CH1 是整流后的电压包络。
CH3 的输入电流也按同样的节奏起伏：CH1 到峰值附近时，CH3 也到峰值附近；CH1 落到谷底附近时，CH3 也跟着落下去。这说明 PFC 控制器正在让输入电流跟随整流电压。它不是只在电压最高处突然吸一针尖峰电流，而是在大半个半周里连续吸电流。
这张图真正要读出的结论是：输入端在电网上表现得更像一个电阻负载。电阻负载的特点就是电压高时电流高，电压低时电流低，二者节奏一致。PFC 做的事情，就是把原本很尖的整流充电电流，整形成这种跟随电压的电流包络。
如果实际波形出现下面情况，优先这样判断：
| 异常现象 | 可能原因 |
|---|---|
| 输入电流只在峰值附近有尖峰 | PFC 未进入正常控制、输入电容过大、GATE 没有驱动、环路异常 |
| 电流包络明显削顶 | 电感饱和、限流触发、输入源限流、VCOMP 打满 |
| 过零附近电流畸变大 | 电感纹波过大、轻载进入 DCM、过零控制/采样噪声问题 |
| 电流包络和电压不同步 | 电流环补偿、采样极性、输入电压前馈或检测路径异常 |
8.11.3 输出母线低频纹波
这两张图的纵轴是输出母线电压的交流纹波分量。你看到的这条慢慢上升、慢慢下降的曲线，就是 390V 母线叠加的低频纹波。
*注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。*
读这张图时重点看纹波幅度是否在设计范围内，谷底是否离 UVP 太近，峰值是否离 OVP 太近，以及纹波上是否叠加异常尖峰。
判断方法：
| 现象 | 解读 |
|---|---|
| 纹波是平滑的 100Hz/120Hz 起伏 | 正常，两倍工频能量脉动 |
| 纹波幅度随负载增大而增大 | 正常，输出电容承担的能量摆动变大 |
| 纹波过大或谷底过低 | 输出电容不足、负载过重、输入功率不足、电压环饱和 |
| 纹波上叠加很多尖峰 | 输出高频旁路、功率回路布局、探头接法或二极管/MOSFET 开关噪声问题 |
8.11.4 输出母线开关纹波
这两张图把时间轴放大到微秒级。图上每隔一段时间就出现一个尖峰，然后后面跟一点衰减振铃，这就是 Boost 开关动作传到输出母线上的高频纹波。
读这张图时看三个特征：第一，尖峰是不是每个开关周期重复出现；第二，尖峰后面的振铃是不是很快衰减；第三，尖峰幅度有没有高到影响后级或触发保护。
正常样机可以有小尖峰和短振铃，但不能有很高的尖峰，也不能振很久。
如果开关尖峰很高，优先检查：
- MOSFET、二极管、输出电容形成的高 di/dt 回路面积是否太大。
- 输出电容高频旁路是否靠近二极管和 MOSFET 回路。
- Boost 二极管是否有反向恢复问题，是否需要 SiC 二极管。
- 栅极电阻是否太小，开关速度是否过快。
- 测量探头地线是否太长。
8.11.5 UCC28180 内部 PWM 生成：为什么 ICOMP 能控制电流
这张图不是实测波形，而是 UCC28180 内部怎样生成 PWM 的示意图。读它时重点看交点：内部斜坡信号上升，和 ICOMP 相关信号相交后，本周期导通结束，GATE 进入关断。
这说明 UCC28180 不是只看某一个瞬时电流尖峰来关断 MOSFET。它会把电流采样、ICOMP、电压环输出 VCOMP 和内部斜坡组合起来，决定每个开关周期的导通时间。换句话说，ICOMP 不是一个“随便看看”的脚，它直接参与 PWM 关断时刻的生成。
可以这样理解：
- 电压环通过 VCOMP 决定“系统大概要多少输入功率”。
- 电流环通过 ISENSE/ICOMP 让电感平均电流按目标变化。
- PWM 比较逻辑把这个目标落实成每个周期的 GATE 脉冲。
- 最终效果是输入电流平均值跟随输入电压包络。
所以调试时，如果 GATE 有波形但输入电流形状很差，不能只怀疑 MOSFET。还要看 ISENSE 是否干净、ICOMP 补偿是否合适、VCOMP 是否打满或抖动。
8.11.6 启动波形：VOUT、VSENSE、VCOMP 和输入电流应该怎样起来
这组启动图同时放了四个量：VSENSE、VOUT、输入电流和 VCOMP。读启动图时不要只看 VOUT 最后有没有到 390V，而要看四条波形的先后关系。
正常启动过程可以这样读：
- 上电初期，VOUT 先被输入整流路径预充到一段电压，不是从 0V 直接靠 MOSFET 硬拉。
- PFC 开始工作后，VOUT 继续爬升到目标母线，VSENSE 跟着 VOUT 同步上升。
- VCOMP 不是瞬间冲到最高，而是随软启动和电压环调节逐步变化。
- 输入电流在母线拉升期间逐渐建立，图上可以看到它从不规则启动电流过渡到稳定的周期性电流。
如果你的板子启动图里 VOUT 上不去，同时 VCOMP 一直往高处顶，说明控制器已经在“要功率”了，问题更可能在功率级、驱动、限流或负载。如果 VOUT 冲得很高才被拉回来，那就要查电压环补偿、OVP 和软启动。
异常判断：
| 异常现象 | 可能原因 |
|---|---|
| VOUT 上不去，VCOMP 打高 | 负载过重、Boost 不工作、GATE 无驱动、电感/MOS/二极管路径异常 |
| 启动瞬间输入电流巨大 | 软启动异常、输出电容浪涌未限制、采样/限流失效 |
| VOUT 过冲明显 | 电压环补偿不合适、OVP 路径异常、VCOMP 放电/软启动异常 |
| 启动后反复打嗝 | VCC 供电不足、UVLO、过流、输出过压/欠压保护触发 |
8.11.7 负载阶跃
这张图的图注说明负载在 0% 和 100% 之间切换，CH2 是 VOUT，CH4 是 VCOMP。读这张图时看两个动作：负载加重时 VOUT 下陷，VCOMP 上升；负载减轻时 VOUT 回升，VCOMP 下降。
负载突然加重时，输出电容先放能，VOUT 会下陷；电压环检测到母线偏低后，VCOMP 慢慢升高，输入功率增加，VOUT 再恢复。负载突然减小时，VOUT 会回升，VCOMP 再慢慢降低。
这张图的横轴是 500ms/div 量级，所以恢复过程看起来很慢。这个慢是 PFC 的正常设计取向：电压环主要调母线平均值，后级快速负载变化先由输出电容顶一下，再由 PFC 慢慢补功率。
判断负载阶跃时重点看：
| 现象 | 解读 |
|---|---|
| VOUT 有下陷/上冲，但能慢慢恢复 | 正常 |
| VCOMP 随负载变化慢慢调整 | 正常 |
| VOUT 长时间恢复不了 | 输入功率不足、限流、环路补偿或负载超规格 |
| VCOMP 打到上限或下限 | 电压环饱和，先查功率级和负载条件 |
| VOUT 过冲触发保护 | 电压环补偿、输出电容、OVP 设置或负载卸载瞬态要查 |
8.11.8 PFC MOSFET 的 VGS、VDS 和电感电流
TI 的 UCC28180 EVM 文档没有直接给 Q1 的 GATE 或 VDS 实测图。
这里换用 ST TN1425 测试报告中的 PFC 实测波形：图注明确写的是 PFC section: normal operation @ 115 VIN with full load，通道包括 CH1 - Vgs、CH2 - Vds 和 CH4 - inductor current。
这张图比示意图更有价值。看它时不要只看某一条线，要把三条波形合在一起读：
| 波形 | 图中颜色 | 读图重点 |
|---|---|---|
| $V_{GS}$ | 黄色 | 拉高表示 MOSFET 导通，拉低表示 MOSFET 关断 |
| $V_{DS}$ | 浅蓝色 | 导通时被拉低，关断时回到接近输出母线电压的高电平 |
| 电感电流 | 浅绿色 | MOSFET 导通时上升，关断后通过 Boost 二极管向输出侧放能并下降 |
图中还可以看到：关断后、快到下一次开通前，$V_{GS}$ 会先往下掉一点再往上走。这个小动作通常是正常的，它不是控制器故意输出一个反向脉冲，而是 $V_{DS}$ 翻转时，$C_{gd}$ 的米勒耦合和源极寄生电感把栅极电压短暂拉了一下。只要没有引起误导通、严重振铃，或者把有效驱动电压拉得太低，一般不用当成故障。
栅极波形优化
目标不是把边沿做得越陡越好，而是在开关损耗、误导通、振铃和 EMI 之间折中。
| 观察到的现象 | 优先检查 | 常见调整 |
|---|---|---|
| $V_{GS}$ 边沿振铃明显 | 栅极回路面积、驱动地回路、探头接地 | 适当增大 $R_g$，缩短驱动环路 |
| 关断期间 $V_{GS}$ 被抬起 | 米勒耦合、栅极下拉、源极寄生电感 | 加强下拉，优化 Kelvin 源极，必要时用米勒钳位或负压关断 |
| 开通太猛，$V_{DS}$ 和电流尖峰变大 | $R_{g,on}$、Boost 二极管恢复、功率环路 | 增大开通电阻，用二极管分开 $R_{g,on}$ 和 $R_{g,off}$ |
| MOSFET 温升偏高 | 开关损耗、驱动电压、关断速度 | 不要只靠加大 $R_g$，要结合温升和效率一起看 |
VDS 波形优化
Boost PFC 的 $V_{DS}$ 高电平接近输出母线电压是正常现象，真正要处理的是关断尖峰和后面的振铃。
| 观察到的现象 | 优先检查 | 常见调整 |
|---|---|---|
| 关断瞬间尖峰过高 | 高 di/dt 换流回路、MOSFET/二极管/输出高频电容布局 | 缩小功率环路，降低寄生电感，必要时加 RC/RCD 吸收 |
| 尖峰后振铃持续很多个周期 | MOSFET $C_{oss}$、二极管结电容和寄生电感形成谐振 | 优化布局，增加阻尼，调整吸收网络参数 |
| 开通瞬间出现电流尖峰，$V_{DS}$ 同时振铃 | Boost 二极管反向恢复、$R_{g,on}$ 太小、开通速度过快 | 选快恢复或 SiC 二极管，适当增大开通电阻 |
| 看到很尖很窄的异常毛刺 | 探头接地线过长、探头带宽过高、测量点不合适 | 先改测量方法，再判断是不是电路本身问题 |
测 VDS 时尤其要注意安全和探头耐压。PFC 的开关节点是高 dv/dt 热端，普通单端探头加长地线非常容易引入假尖峰，也可能造成短路风险。最好用高压差分探头；如果要看细节，再配合短地弹簧、带宽限制和合适的探头补偿。
8.11.9 推荐调试顺序
真正上板时不要一开始就满载。比较稳妥的顺序是：
- 不接高压，先用外部 12V/15V 给控制器供电，确认 VCC、FREQ、GATE 空载频率和幅值。
- 低压 AC 或限流条件下启动，确认整流桥后电压、VOUT 充电路径和无异常短路。
- 轻载启动，观察 VOUT、VCOMP、VSENSE 和输入电流是否按正常趋势上升。
- 加到中等负载，看输入电流包络是否跟随整流电压，ISENSE 是否被尖峰主导。
- 再看 GATE、MOSFET VDS、开关频率输出纹波，处理尖峰、振铃和布局问题。
- 最后再逐步上满载，测效率、PF、THD、温升和 EMI。
调试时优先确认“功率级能量路径正确、采样极性正确、保护没有误触发”。只有这些基础都对了，环路补偿和 EMI 优化才有意义。
