PFC 功率因数校正

主要参考：[MPS《功率因数校正(PFC)》](https://www.monolithicpower.cn/learning/resources/power-factor-correction)、TI PFC 应用手册与 UCC28180 相关文档、ST TN1425 测试报告。图片来源在图注或正文中标明，文中解释按学习笔记思路重新整理。

1. PFC 要解决什么问题

PFC 是 Power Factor Correction，也就是功率因数校正。它的目标不是简单“省电”，而是让设备从交流电网吸收电流的方式更合理：电流尽量接近正弦波，尽量与电压同相，尽量少向电网注入低次谐波。

功率因数可以粗略理解为：设备真正送到负载的有用能量，占它从电网侧“占用”的总电压电流容量的比例。功率因数越低，同样的有功功率就需要更大的 RMS 电流，线路、整流桥、保险丝、插座、变压器和配电系统都会承受更多发热和应力。

低功率因数通常来自两类原因：

来源	现象	常见负载	解决方向
位移	电流与电压不同相	电机、变压器、电感性或电容性负载	用电容/电感补偿无功功率
失真	电流波形不是正弦，而是尖峰或畸变波	桥式整流 + 大电解电容、开关电源、电子镇流器	用滤波或主动控制减少谐波

对于 AC/DC 开关电源，最常见的是整流桥加大电解电容引起的输入电流失真，具体原理放到第 2 章展开。

2. AC/DC 电源为什么特别需要 PFC

AC/DC 电源的基本任务是把交流输入变成稳定直流输出。通常链路是：

AC 输入 -> EMI 滤波 -> 整流桥 -> 高压直流母线 -> DC/DC 变换 -> 输出

整流桥是 AC/DC 的第一步。全桥整流器由四个二极管组成，能把交流负半周翻转成正半周，从而得到脉动直流。

整流桥后面一般会接一个大电解电容，用来把脉动直流平滑成较稳定的高压母线。但这个电容会带来副作用：只有当整流后的瞬时电压高于电容当前电压时，二极管才导通，电容才被补电。导通时间很短，电流就会很尖。

这张图是理解 PFC 的入口：电压看起来已经比较平滑，但输入电流不是平滑正弦，而是峰值附近的尖峰。设备自己可能还能正常工作，但电网看到的是高 RMS 电流和大量谐波。

这些尖峰会带来：

问题	后果
RMS 电流升高	线缆、整流桥、保险丝、电容发热增加
峰值电流很高	二极管和电解电容冲击应力变大
低次谐波注入电网	可能干扰同一电网中的其他设备
法规风险	商用设备可能无法满足谐波限制要求

所以，PFC 在现代 AC/DC 设计里不是锦上添花，而是电网兼容性、可靠性和合规性的一部分。

3. 谐波和傅立叶分解

理想交流电压是正弦波，但实际电路里的电流不一定是正弦。只要电路里有二极管、晶体管、整流器这类非线性器件，电流波形就可能被切碎、拉尖或削平。

傅立叶分析告诉我们：任何周期波形都可以分解成一组正弦/余弦分量。最低频的是基波，其余频率为基波整数倍的分量叫谐波。以 50Hz 电网为例：

分量	频率
基波	50Hz
2 次谐波	100Hz
3 次谐波	150Hz
5 次谐波	250Hz
n 次谐波	$50n$ Hz

波形越不像正弦，通常需要越多、幅度越大的谐波才能拼出来。整流电容的充电脉冲很窄，接近“短而高”的脉冲，所以频谱会很宽，高次谐波也明显。

这也是为什么“能输出直流”并不等于“对电网友好”。普通桥式整流 + 大电容能给负载供电，但它从电网吸电的方式很粗暴。

4. 功率因数的三个功率量

交流系统里常用三个功率量：

名称	符号	含义	单位
有功功率	$P$	真正被负载消耗并转化为热、光、机械能等的功率	W
无功功率	$Q$	电感/电容中来回交换的能量，不产生净做功	var
视在功率	$S$	电压有效值和电流有效值的乘积	VA

纯电阻负载中，电压和电流同相，功率全部是有功功率。纯电感或纯电容负载中，电流与电压相差 90 度，能量主要在电源和电抗元件之间来回交换，平均有功功率可以很小。

有功功率、无功功率、视在功率常用功率三角形表示：

功率因数定义为：

$$ PF=\frac{P}{S}=\frac{P}{V_{rms}I_{rms}} $$

其中，$P$ 是有功功率，$S$ 是视在功率，$V_{rms}$ 和 $I_{rms}$ 分别是输入电压、电流的有效值。

如果电压、电流都是正弦波，只是相位不同，那么：

$$ DPF=\cos(\theta_v-\theta_i) $$

其中，$DPF$ 是位移功率因数，$\theta_v$ 是基波电压相位，$\theta_i$ 是基波电流相位。它只描述基波电压和基波电流之间的相位差。

但整流电容输入这种情况，问题不是单纯相位差，而是电流波形失真。因此还要看 THD，也就是总谐波失真：

$$ THD=\frac{\sqrt{\sum_{n\ne1} I_{n,rms}^2}}{I_{1,rms}} $$

其中，$I_{n,rms}$ 是第 $n$ 次谐波电流有效值，$I_{1,rms}$ 是基波电流有效值。

谐波越大，THD 越高，失真因数越差：

$$ DF=\sqrt{\frac{1}{1+THD^2}} $$

其中，$DF$ 是失真因数，用来描述谐波失真对功率因数的影响。

总功率因数可以理解为：

$$ PF=DPF\times DF $$

也就是说，一个电源即使电流基波与电压同相，只要电流尖峰严重、THD 很高，总 PF 仍然会很差。

5. 法规为什么关心谐波

单个小功率设备的低 PF 也许不明显，但大量设备一起接入电网时，谐波电流会增加配电系统损耗，可能让变压器、线路和开关设备发热，也可能影响其他设备。

因此各地区对设备输入谐波和功率因数有要求。MPS 文章提到 IEC 61000-3-2 这类标准会按设备类别限制各次谐波，尤其是照明、电子设备等常见产品。

对设计者来说，这意味着：如果产品要商业化，尤其功率较高、接市电运行，就不能只看电源能不能输出，还要看输入电流是否满足法规和电网兼容要求。

6. PFC 的两条路线

PFC 本质上是一组提高功率因数的方法。针对不同问题，路线不同。

6.1 位移问题：用无功补偿

如果低 PF 来自感性负载导致电流滞后，可以并联合适电容，让电容提供一部分超前无功电流，从而抵消感性无功。这个思路常见于电机、工频变压器、配电柜补偿。

这种补偿主要修相位，不解决桥式整流 + 大电容造成的尖峰电流失真，因此它不是 AC/DC 开关电源中主动 PFC 要解决的主要问题。

6.2 失真问题：滤波或主动整形

TI 应用手册 zhcadp9.pdf 中给了一个最简单的无源 PFC 例子：在二极管整流桥前串入电感 L1，整流后用 C1 作为母线电容，R1 代表负载。

这个电路的能量路径很直观：交流输入先经过串联电感 L1，再进入 D1~D4 组成的桥式整流器，整流后给母线电容 C1 和负载 R1 供电。没有 L1 时，C1 只在交流电压峰值附近被短时间充电，输入电流会变成尖峰；加入 L1 后，电感会阻碍电流突变，把原来很窄的充电脉冲拉宽，从而降低一部分谐波并改善功率因数。

上图对应的是失真改善后的效果：输入电流不再集中在电压峰值附近以尖峰形式取能，而是更平滑地分布在交流半周内，因此谐波电流和无效的 RMS 电流都会减少，实际有功功率与视在功率的比例随之提高。它说明的是“整形电流波形”带来的改善，不是 6.1 中电容补偿相位差的示意。

第六章先用这张表收尾，后面第七章再展开有源拓扑：

对比项	无源 PFC	有源 PFC
核心器件	电感、电容、二极管	MOSFET/SiC/GaN、二极管或同步管、控制器、栅极驱动器
控制方式	无闭环主动控制，靠无源网络自然滤波	控制开关占空比或电流，使输入电流跟随输入电压
优点	简单、可靠、调试少、成本低	PF 高、THD 低、功率密度高、适合宽输入和较高功率
缺点	体积大、重量大、损耗高、工作范围窄	控制复杂，需要驱动、采样、保护和 EMI 设计
典型功率	常见于低功率，约 100W 以下更常见	从百瓦级到 kW 级都常见
学习重点	电感如何限制电流尖峰，电容如何影响相位和纹波	拓扑功率路径、电流环、电压环、栅极驱动和开关损耗

7. 典型有源 PFC 拓扑

本节只保留 TI 应用手册 zhcadp9.pdf 中讨论的四种常用有源 PFC：升压 PFC、交错式升压 PFC、无桥升压 PFC、无桥图腾柱 PFC。它们的共同点是都依赖 MOSFET 等开关器件主动控制输入电流，并且需要合适的栅极驱动器来提供驱动电流、快速边沿、欠压锁定和抗噪能力。

7.1 升压 PFC

升压 PFC 是最经典、最常见的有源 PFC 拓扑。它通常保留前级二极管整流桥，整流后接 Boost 电感 L1、低侧 MOSFET Q1、Boost 二极管 D5 和输出电容 C2。控制器根据输入电压和电流反馈产生 PWM，栅极驱动器再把 PWM 放大后驱动 Q1。

工作过程可以按两个状态理解：

Q1 导通：整流后的输入电压加在 L1 上，电感电流上升，电能暂存在电感中；D5 反偏，输出由 C2 给负载供电。
Q1 关断：L1 电流不能突变，电感电压抬高开关节点，电流经过 D5 给 C2 和负载供电，输出电压被升到高于输入峰值。

升压 PFC 的优点是结构成熟、控制器和参考设计多、适合从百瓦级到 kW 级的 AC/DC 前级。它的主要代价是：输入电流路径中有整流桥，任意时刻通常有两个桥式二极管参与导通，低压大功率时整流损耗明显；同时输出母线必须高于输入峰值，所以常见设计会得到 380V~400V 高压母线。

TI 文档把这类拓扑和单通道低侧非隔离栅极驱动器联系在一起，例如 UCC27517A。对栅极驱动器的要求包括较大的拉/灌电流、较短传播延迟、较快上升/下降时间、UVLO 以及良好的噪声处理能力，因为 Q1 是高功率高速开关，边沿太慢会增加开关损耗，边沿太快又会带来振铃和 EMI。

7.2 交错式升压 PFC

交错式升压 PFC 可以看成两个 Boost PFC 并联，并让两相开关错相工作。图中 Q1/L1/D5 是一路 Boost，Q2/下方电感/D6 是另一路 Boost，两相共同向输出电容 C2 和负载供能。

它的核心价值是“分流”和“抵消纹波”：

作用	解释
降低每相电流应力	总功率由两相分担，每个 MOSFET、电感和二极管的 RMS 电流降低。
降低输入/输出纹波	两相错相后，部分电流纹波互相抵消，EMI 和电容 RMS 电流压力减小。
改善散热分布	热源分散到两个功率通道，布局和散热更容易做均衡。
支持更高功率	适合更高功率密度或较大功率 PFC 前级。

代价是元件数量增加，需要两个 MOSFET、两个电感、两个二极管，以及双通道驱动器或两个单通道驱动器。控制上还要注意两相电流均流，否则某一相可能长期更热。TI 文档中提到，这类拓扑通常可用双通道低侧栅极驱动器，例如 UCC27624。

7.3 无桥升压 PFC

无桥升压 PFC 的目标是减少传统整流桥带来的导通损耗。普通升压 PFC 是“整流桥 + Boost”，输入电流在桥堆里通常要经过两个二极管；

图 2-3 这种无桥升压 PFC 把整流功能拆进 Boost 功率级里，用 L1、D1、D2、Q1、Q2 直接完成正负半周的升压和整流。

但这个拓扑的主要代价是 EMI 设计难度显著增加。在高频开关过程中，它的输出直流地（GND）和电网的零火线之间没有稳定的低频连接。这意味着整个后级负载的电位会相对于电网产生高频跳动，容易带来较强的共模噪声。

这里容易产生一个疑问：L1 明明在交流输入侧，好像在“整流桥前面”，而且图里也看不到传统 Boost 的“整流桥后电感 + MOSFET + 二极管”结构，为什么还叫升压 PFC？

关键是：无桥升压 PFC 不是没有 Boost，而是没有“完整整流桥后面再接 Boost”的外形。判断是不是 Boost，不是看电感一定要画在整流桥后面，而是看每个半周是否存在这三个关系：

Boost 关系	图 2-3 中的对应
电感串在输入与开关节点之间	正半周是 AC 上侧端 -> L1 -> 左侧开关节点；负半周电流反向经过 L1
开关管把开关节点拉向低端	正半周主要看 Q1；负半周主要看 Q2
二极管把电感能量送到输出正母线	正半周通过 D1；负半周通过 D2

所以图 2-3 的结构可以理解成：把“整流桥”和“Boost 开关级”折叠到一起。正半周等效成 L1-Q1-D1 这一路 Boost，负半周等效成 L1-Q2-D2 这一路 Boost，只是 L1 画在交流侧，且电流方向会随半周反向。

能量流动路径

下面四张图对应正负半周的储能/放能状态。D1/D2 相当于隐形整流桥的上半桥，Q1/Q2 的体二极管或同步导通通道承担回流路径。

半周极性	导通/关断状态	主要电流路径
预充，AC 上侧为正	Q1/Q2 不主动开关	`AC 上侧 -> L1 -> D1 -> C1 -> Q2 体二极管 -> AC 下侧`
预充，AC 下侧为正	Q1/Q2 不主动开关	`AC 下侧 -> D2 -> C1 -> Q1 体二极管 -> L1 -> AC 上侧`
正半周，AC 上侧为正	Q1 导通，L1 储能	`AC 上侧 -> L1 -> Q1 -> GND1 -> Q2 体二极管/同步通道 -> AC 下侧`
正半周，AC 上侧为正	Q1 关断，L1 放能	`AC 上侧 -> L1 -> D1 -> C1/R1 -> GND1 -> Q2 体二极管/同步通道 -> AC 下侧`
负半周，AC 下侧为正	Q2 导通，L1 储能	`AC 下侧 -> Q2 -> GND1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧`
负半周，AC 下侧为正	Q2 关断，L1 放能	`AC 下侧 -> D2 -> C1/R1 -> GND1 -> Q1 体二极管/同步通道 -> L1 -> AC 上侧`

这样看，无桥升压 PFC 的本质就清楚了：正半周靠 L1-Q1-D1 这一路 Boost，负半周靠 L1-Q2-D2 这一路 Boost，两路轮流把能量送到同一个 C1 输出母线。相比传统桥式整流 + Boost，它少了完整桥堆中的部分二极管导通压降，所以低压大电流时效率更有优势。

但它的代价也来自这张图本身：GND1 不再通过整流桥稳定地跟输入两端隔开，而是随着 Q1/Q2、D1/D2 和寄生电容关系变化，容易产生共模噪声；同时正负半周的电流路径不同，过零切换、MOSFET 体二极管恢复、驱动时序和电流采样都比普通 Boost PFC 更难处理。图中两个 MOSFET 可以由双通道低侧驱动器驱动，TI 文档示例使用 UCC27624 这类器件。

7.4 无桥图腾柱 PFC

TI 文档把图腾柱 PFC 作为较新的 PFC 拓扑来介绍。它用开关器件替代传统二极管整流桥，进一步减少导通损耗。文档给了两种配置：一种用二极管做线路整流，另一种用 MOSFET 做线路整流。

先把 7.3 的无桥升压 PFC 和这里的图腾柱 PFC 分清楚。它们都叫“无桥”，共同点是都取消了传统输入整流桥，但器件分工不一样：

对比项	7.3 无桥升压 PFC	7.4 无桥图腾柱 PFC
直观结构	两个低侧 Boost 通道左右对称	一个高频半桥 + 一个工频整流桥臂
高频开关器件	Q1、Q2 分别在正负半周轮流做主开关	左桥臂 Q1/Q2 高频互补或同步动作
工频换向器件	另一只 MOSFET 的体二极管或同步导通通道承担回流	右桥臂 D3/D4 或 Q3/Q4 按工频半周选择电流方向
怎么理解	正半周是 L1-Q1-D1，负半周是 L1-Q2-D2，两套 Boost 轮流工作	L1 接在高频桥臂中点，Q1/Q2 像半桥一样高速调制，右桥臂只负责把 AC 另一端接到正母线或 GND
驱动特点	两个 MOSFET 都是低侧器件，驱动相对简单	高频桥臂有高侧管，需要高低侧/隔离驱动，死区和共模瞬态更关键

图 2-5 把图 2-4 线路整流的 D3/D4 换成了 MOSFET Q3/Q4，用 MOSFET 沟道代替二极管来降低导通压降；能量路径与图 2-4 类比，只是把 D3/D4 换成对应半周导通的 Q3/Q4 沟道。下面按正、负半周分别给出 L1 储能（开关导通）与 L1 放能（开关关断）的电流路径：

这样看，图腾柱 PFC 的“图腾柱”主要就是左侧 Q1/Q2 这一根高频半桥。它不像传统 Boost PFC 那样先用整流桥把输入变成脉动直流，而是让高频桥臂和工频桥臂配合，在正负半周分别形成等效 Boost 路径。

相对传统 Boost PFC，图腾柱路径中的串联结更少，因此导通损耗更低。使用 SiC 或 GaN 时，还可以利用更快开关速度和更低反向恢复损耗，提高效率并缩小磁件尺寸。

这里常见追问是：为什么图腾柱 PFC 的高频桥臂通常用 SiC 或 GaN，而不直接用普通硅 MOSFET？高频桥臂 Q1/Q2 本质上就是一个高频 Boost 的半桥，每个开关周期都经历“死区续流→对管开通”的硬换流。续流走的是体二极管，而硅体二极管关断前必须先抽掉存储的少子电荷（Qrr），普通硅超结的 Qrr 高达微库仑级。于是每次开通瞬间，电路里多出一股又大又陡的反向恢复电流——尖峰、损耗、EMI 全来了，严重时还可能引发桥臂直通。CCM 下这每个周期都发生一次，省掉的整流桥损耗又被加倍吐了回去，效率甚至不如传统 Boost PFC。

SiC 靠宽禁带材料把体二极管 Qrr 压低了一到两个数量级；GaN 结构里根本没有体二极管这个 PN 结，反向恢复约等于零。所以它们才是高频桥臂的自然选择。严格说硅 MOS 不是绝对不行——工频桥臂随便用（TI、安森美的参考设计就是如此），CrM/TCM 模式下电流每周期归零、体二极管自然恢复，用 CoolMOS CFD 这类优化管也能做 3 kW 级；但高频 CCM 图腾柱里，它的代价就是大到不划算。

本章四种有源拓扑可以这样记：升压 PFC 最成熟，交错式升压 PFC 用更多相数换低纹波和高功率，无桥升压 PFC 用更复杂 EMI 换更低整流损耗，图腾柱 PFC 进一步追求高效率和高功率密度，但对器件、驱动和布局要求最高。

8. Boost PFC 的工作模式与 UCC28180 电路分区

Boost PFC 常被分成 CCM 和 BCM/CrM 两类来讲，更准确地说：Boost PFC 的电感电流物理上有 CCM、BCM、DCM 三种状态；工程上常作为主流控制方案讨论的是 CCM 和 BCM。

8.1 CCM、BCM/CrM、DCM 的区别与面试回答

先用一个开关周期内的 Boost 电感电流把三种模式分清楚：

模式	电感电流特征	开关时刻特点	常见工程定位
CCM 连续导通模式	电感电流始终大于 0	MOSFET 开通时，电感里还留有电流	中大功率 PFC 主流方案，峰值/RMS 电流较低
BCM/CrM 边界/临界导通模式	电感电流刚好降到 0，马上进入下一周期	在电感电流为 0 的边界点开通，接近 ZCS	中小功率 PFC 常见方案，开关损耗低但峰值电流较高
DCM 断续导通模式	电感电流降到 0 后，还会停留一段空闲时间	电感已经无电流，但 MOSFET 不立即开通	可以存在，但通常不是较高功率 Boost PFC 的首选主模式

注意：CCM、BCM/CrM、DCM 描述的是电感电流状态，不等于控制方式。右侧 BCM/CrM 波形的关键不是“电流断了很久”，而是电感电流刚好降到 0 后马上开启下一周期。UCC28180 属于固定频率 CCM 平均电流模式控制，后面会结合电流环再展开。

1. 控制模式：和工作模式强相关，但不是同一个概念

PFC 常见控制模式怎么选

在 PFC（功率因数校正）应用中，控制模式的选择往往与 PFC 的工作模式和功率段深度绑定。用一句话概括：大功率 CCM 主推平均电流控制，中小功率 CRM/BCM 常用峰值电流控制；如果追求极致性价比和简单架构，低功率场合还会使用电压模式，也就是常见的恒定导通时间控制。

控制方式	常见搭配	一句话理解
平均电流模式控制	大中功率，常见于 300W 以上 CCM PFC	直接控制电感平均电流跟随输入电压包络
峰值电流模式控制	中小功率，常见于 300W 以内 CRM/BCM PFC	控制每个三角波峰值，利用 $I_{avg}\approx\frac{1}{2}I_{peak}$ 得到平均电流包络
电压模式 / 恒定导通时间控制	低功率、成本敏感的 CRM/DCM PFC	保持 $T_{on}$ 近似恒定，让峰值电流自然随 $V_{in}(t)$ 变化

平均电流模式控制（如 UCC28180）：外环（VSENSE/VCOMP）检测 390V 母线给出负载功率需求；电流内环（ISENSE/ICOMP）采样并积分提取电感平均电流。经典方案会用模拟乘法器采样输入电压生成正弦基准；而以 UCC28180 为代表的现代芯片省去了输入电压采样，直接利用 CCM 稳态占空比定律 $1-D(t)=\frac{V_{in}(t)}{V_{out}}$，通过 VCOMP 调制内部 PWM 斜坡，在每个周期迫使 ICOMP 上的电感平均电流与关断占空比 $1-D(t)$ 成正比，从而等效使平均电流精确跟随输入电压的正弦包络并保持严格同相。它的优点是直接闭环控制平均值，THD 低、抗噪能力强，适合中高功率；代价是双环路补偿更复杂，连续检流损耗也要考虑。

峰值电流模式控制（如 L6562A）：芯片 MULT 脚实时采样整流输入电压，与外环 COMP 输出在内部乘法器相乘，直接生成与输入电压同频同相的正弦包络作为 CS 脚的关断阈值。开关管导通后电感电流从 0 线性上升，触及该正弦阈值即关断；电流降至 0 后由 ZCD 过零检测立即触发下一周期。因 BCM 无死区三角波严格满足 $I_{avg}(t)=\frac{1}{2}I_{peak}(t)$，当峰值包络被乘法器锁定为与输入电压同相的正弦波时，平均输入电流也自然实现同相跟随。它响应快，无需平均电流补偿网络，但峰值电流较高，频率也会随工频相位和工况变化。

电压模式 / 恒定导通时间控制（如 NCP1607/1608）：省去输入电压采样与乘法器，外环只根据输出电压误差决定导通时间 $T_{on}$（由 Ct 脚控制），并在工频半周期内保持恒定；配合 ZCD 过零触发导通，导通期间峰值电流满足 $I_{peak}(t)=\frac{V_{in}(t)T_{on}}{L}$。由于 $T_{on}$ 与 $L$ 恒定，峰值电流无需受控便天然与输入电压瞬时值成正比且严格同相，进而通过 BCM 三角波几何关系使平均电流近似同相跟随输入电压。它的架构极简（CS 脚仅作过流保护）；但因缺乏电流波形闭环修正，关断续流斜率变化、电感量非线性衰减和输入电压畸变都会直接反映到输入电流上，THD 通常不如闭环电流模式。

2. CCM、BCM/CrM、DCM 怎么选

CCM、BCM/CrM、DCM 本质上是在说电感电流有没有连续。CCM 电流不断，峰值和 RMS 电流最低，适合中大功率、低 THD 和热设计要求高的 PFC；BCM/CrM 是电流刚好降到 0 就开启下一周期，峰值比 CCM 高，但没有二极管反向恢复，常用于中小功率；DCM 是电流降到 0 后还停一段时间，控制可以简单，轻载友好，但同功率下峰值/RMS 电流最高，EMI 和器件应力也更难压。

8.2 为什么后面重点看 CCM Boost PFC

后面的 UCC28180 示例属于固定频率 CCM 平均电流模式 Boost PFC。选择它作为主线，是因为这种方案在数百瓦 AC/DC 电源里很常见，电感电流连续，峰值电流相对容易控制，也方便把功率级、采样、电流环、电压环和关键波形串起来理解。

8.3 TI UCC28180 典型应用电路

下面参考 TI 的两个文档：ucc28180.pdf 是 UCC28180 数据手册，sluuat3b.pdf 是 UCC28180EVM-573 360W PFC 评估板用户指南。

UCC28180 是固定频率 CCM 平均电流模式 Boost PFC 控制器，典型应用目标是通用输入 85Vac~265Vac，输出 390Vdc，最大功率 360W。

分析这张图时，先不要把重点放在“背每个零件参数”上，而是先看它在整机里承担的功能。UCC28180 这套 360W Boost PFC 电路可以分成 4 个部分：

8.4 第一部分：输入保护与 EMI 滤波

这一部分在图的最左侧，从 AC 输入端 J1 开始，到整流桥 BR1 前后结束。

这一部分不参与 PFC 闭环控制，但直接影响浪涌、安规和传导 EMI。PFC 级后面有高压、高 dv/dt 和较大的开关电流，如果输入保护和滤波没有处理好，问题通常不会表现为“电路完全不能工作”，而是表现为传导骚扰超标、上电冲击过大、保险丝误断、压敏电阻过热等工程问题。

C2、C4 – Y 电容

C2、C4 给共模噪声提供回流路径，降低共模骚扰。它们连接到保护地相关节点，因此必须使用安规 Y 电容。

Y 电容容量越大，共模噪声越容易压下去，但漏电流也会增加。离线 AC/DC 电源里，Y 电容选值要同时满足 EMI、漏电流和安规要求。

调试落点：如果样机功能正常，但传导 EMI 过不了，优先看输入滤波器、开关节点到散热器/地的寄生耦合、Y 电容回流路径和 PFC 电感屏蔽方式。如果上电偶发烧保险或整流桥温升异常，优先看浪涌电流、NTC 热态再启动和高压母线电容充电路径。

8.5 第二部分：整流桥与 Boost 主功率级

这一部分决定能量如何从交流输入进入 390V 直流母线。

PFC 主功率级必须同时完成两件事：一是把整流后的输入电压升到稳定的 390V 母线，二是让输入电流接近正弦并跟随输入电压相位。普通 Boost 只关心输出电压，Boost PFC 还关心输入电流波形。

C10 – 整流后小电容

C10 位于整流桥后，用来降低局部高频尖峰和开关电流造成的高频电压扰动。它不是传统整流滤波里的“大电解”，不能把整流后的 100Hz/120Hz 包络滤成平滑直流。

如果 C10 取得过大，输入电流会变成靠近电压峰值附近集中充电，PFC 控制器即使努力调电流环，实际输入电流也会被电容电流破坏，PF 和 THD 都会变差。

C16/C17/C18 – 输出母线电容

C16 是主要储能电容，负责 390V 母线保持时间和低频能量缓冲。注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。

D2 – 启动 / 旁路二极管

D2 作为预充二极管，主要是在启动或特定瞬态阶段给母线提供一条低损耗充电路径，让输出电容先被充到接近输入整流峰值，这样 Boost/PFC 级启动时就不用从 0V 硬拉母线，可以明显减小浪涌电流、开关管和整流器件应力，也能缩短启动时间、提高低压和大电容场景下的启动可靠性；在更高功率或更强调效率的方案里，工程上还会进一步用继电器、继电器旁路或主动预充电路来接管这条路径，先限流预充、再在母线电压建立后切换到主功率通道，避免二极管长期压降带来的损耗。

Boost PFC 的两个开关状态必须能直接讲清楚：

Q1 导通时：BR1 后的整流电压加在 L2 上，L2 电流线性上升。此时 D3 反偏，输出负载主要由输出母线电容供电。
Q1 关断时：L2 电流不能突变，开关节点电压升高到高于输出母线，D3 正偏导通，L2 电流进入输出母线和负载。

8.6 第三部分：电流采样与电流内环

UCC28180 是平均电流模式 PFC，电流采样不是只做保护，而是控制核心的一部分。

R4 (0.032Ω) – 主电流采样电阻

R4 放在输出 GND 和整流桥 DC- 之间，是为了让 UCC28180 得到负向电流采样信号；这确实会让输出 GND 比整流桥 DC- 高一点点，但只有 I×R4 的小压降，属于正常设计。

R2、C8 – ISENSE 输入滤波与限流

R2 串在 ISENSE 引脚前，限制异常尖峰电流进入芯片引脚；C8 对高频尖峰做滤波。MOSFET 开通瞬间，二极管恢复、寄生电容放电和布局寄生电感都会在采样电阻上叠加尖峰，如果不处理，可能造成误触发或电流环抖动。

但滤波也不能过度。R2/C8 时间常数过大，会让采样信号滞后真实电流，影响电流环相位和逐周期保护速度。

ICOMP、C7 – 电流环补偿 / 平均电流处理

和 UC3842 这类峰值电流模式不同，峰值电流模式通常是“本周期电流斜坡达到阈值就关断”，控制对象更接近电感峰值电流；平均电流模式则会把采样电流与电流指令之间的误差送入电流误差放大器，通过补偿网络调节 PWM，使电感电流的周期平均值跟随目标。PFC 要的是输入电流包络接近正弦，因此平均值比单个周期的峰值更直接对应输入电流塑形。

C7 过小，电流环可能对开关纹波和噪声过于敏感；C7 过大，电流环响应变慢，输入电流包络跟随能力变差。TI 示例把电流环极点放在 kHz 级，就是为了在滤掉开关纹波的同时保留足够的电流调节能力。

8.7 第四部分：输出反馈、电压环与控制器供电

输出电压反馈和环路补偿在图的右下侧，是 PFC “稳住 390V 母线”的部分。

输出反馈部分负责把高压母线状态送回控制器。PFC 的电压环不能按普通 DC/DC 的思路做得很快。注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。

VCOMP、R6、C13、C14 – 电压环补偿网络

这组元件决定电压外环的带宽和相位裕量。PFC 电压环故意做慢，目标是调节 390V 母线的平均值，而不是追着母线纹波快速调节。注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。

为什么 PFC 电压环不能太快？核心是电压环只应调节 390V 母线平均值，不应追着低频母线纹波跑。完整原理见 8.9 节第 3 问。

8.8 占空比与过零

8.8.1 占空比

Boost 变换器的占空比由电感伏秒平衡确定。设整流后的瞬时电压为 $v_{in}(t)$，则

$$V_{out}=\frac{v_{in}(t)}{1-D(t)} \tag{8-1}$$

$$D(t)=1-\frac{v_{in}(t)}{V_{out}} \tag{8-2}$$

有桥 Boost PFC 的主开关在正、负半周工作状态相同，占空比随整流电压连续变化，半周期内呈“大—小—大”的包络。以 220 Vac 输入、390 V 母线为例：

表 8-1 有桥 Boost PFC 的占空比

输入电压位置	整流后电压	占空比
过零点附近	约 0 V	趋近 100%，受最大占空比限制
峰值附近	311 V	20.5%
回到过零点	约 0 V	趋近 100%

图腾柱无桥 PFC 取消了整流桥，正、负半周由不同开关管承担斩波。正在斩波的那只管子仍满足式（8-1），但两只高频管的占空比在过零处发生 100% 与 0 的互换。占空比包络连续，器件占空比不连续，这是两种拓扑过零行为不同的起点。

8.8.2 有桥 Boost PFC 的过零畸变

8.8.2.1 现象

交流电压过零后，输入电流跟不上指令，出现过零附近一小段平顶或死区。TI 在 U-134 中称之为尖顶畸变（cusp distortion），定义为：过零后电流指令所要求的电流变化率超过电路可提供的电流变化率。

这里的“尖顶”指输入电压波形在过零处的尖点，不是电流尖峰。该畸变幅度通常不大，以高次谐波为主，持续时间与电感值有关。

8.8.2.2 成因

（1）电感电流上升斜率受限

开关导通期间，电感电流上升率为

$$\frac{di_L}{dt}=\frac{v_{in}(t)}{L} \tag{8-3}$$

过零后 $v_{in}$ 接近零，即使占空比已到最大值，电流上升率仍接近零。电流指令按正弦变化，实际电流滞后于指令，形成平顶。电感越小跟踪越好，但纹波增大；提高开关频率可减小该畸变。

（2）过零处电流环稳定性裕度最低

$v_{in}=0$ 时电感电流下降斜率最大，为 $V_o/L$。该斜率与电流误差放大器增益之积应等于振荡器斜坡斜率；增益过高时环路失稳，且失稳出现在过零附近，随输入电压升高而消失。

（3）电流放大器失调与饱和

电流放大器存在最大 ±4 mV 输入失调。未补偿时，过零后线电流前沿会出现尖峰，直到放大器退出饱和才恢复正常。模拟控制器需外加钳位与失调抵消，详见 8.8.4.5。

（4）整流桥与输入电容形成的死区

桥臂两只串联二极管的正向压降始终存在于交流电压与整流电压之间，因此无论桥后电容多小，都有残余畸变。桥后高频电容在每个过零点不能完全放电，当输入电压低于其残余电压时，桥二极管反偏，输入电流中断，形成死区。

此外，EMI 滤波器 X 电容电流超前输入电压 90°，在轻载、高压时占输入电流比例增大，主要降低位移因数。该电流在过零附近可部分填充上述死区，使波形外观正常而功率因数仍偏低。

8.8.3 图腾柱无桥 PFC 的过零换向

8.8.3.1 换向过程

图腾柱 PFC 的电感电流双向流动，正、负半周由不同开关管承担斩波与同步整流。过零时两只高频管的占空比从近 100% 与 0 互换，同时工频桥臂需要改变导通状态。由于没有整流桥，双向电感电流与主开关、同步开关的角色互换，换向过程比有桥拓扑复杂得多。

8.8.3.2 电流尖峰的成因

表 8-2 图腾柱 PFC 过零电流尖峰的四种场景

场景	触发条件	结果
1	新主管突加接近 100% 占空比，工频管体二极管恢复慢、对管结电容仍为母线电压	正向尖峰
2	过零后输入电压过低，不足以建立电流，同步管导通时电感承受母线电压	负向尖峰
3	工频管开通早于主管软启动	直通
4	工频管开通过晚	负向尖峰

场景 1 的机理是母线电压直接加在电感两端，而正常过零点电感仅承受数伏电压。

8.8.3.3 过零检测

检测到极性变化时，先关断全部开关；连续多次（例如 3 次）检测到同一极性后，才确认过零并进入软启动。原因是正半周若误判为负半周，控制器会给错管接近 100% 占空比，而另一只工频管仍在导通，母线对地短路。

比较器的数模转换阈值设在 0 附近，极性变化时可在 55 ns 内关断开关，无软件延迟；也可用软件锁相环由电压相位判断过零，锁相环作为低通滤波可抑制噪声，但对交流频率阶跃存在计算延迟。

8.8.4 改善措施

先按现象定位，再对号入座。

表 8-3 按症状定位

现象	类型	见
过零后平顶、滞后，负载越轻越宽	上升斜率不足	8.8.4.1、8.8.4.2
过零附近振荡，输入电压升高后消失	电流环增益过高	8.8.4.1
过零后第一个开关周期单个尖峰	放大器失调或饱和	8.8.4.4
过零两侧一段完全无电流，全负载存在	桥压降与桥后电容	8.8.4.4、8.8.4.5
波形正常但高压轻载功率因数低、THD 不高	X 电容位移电流	8.8.4.7

功率因数与 THD 同步恶化属畸变，功率因数下降而 THD 基本不变属位移因数。

8.8.4.1 电流环增益

输入电压为零时电感电流下降斜率最大，为 $V_o/L$。该斜率折算到采样电阻后，乘以电流误差放大器在开关频率处的增益，应等于振荡器斜坡斜率：

$$G=\frac{S_{ramp}}{(V_o/L)\cdot R_s} \tag{8-4}$$

算例：$V_o=400$ V、$L=1$ mH、$R_s=0.25\ \Omega$、斜坡 0.52 V/µs，得下降斜率 400 mA/µs、折算 100 mV/µs、增益 5.2，取 $R_{ci}=3.9$ kΩ、$R_{cz}=20$ kΩ，穿越频率 15.9 kHz。

增益再高，下降斜率超过斜坡斜率，环路在过零附近失稳。UCC28180 的补偿网络接 ICOMP 引脚。

8.8.4.2 电感

按峰值点取值：

$$I_{pk}=\frac{\sqrt{2}P_{out}}{V_{in(min)}},\qquad \Delta I=0.2I_{pk},\qquad D=\frac{V_{out}-V_{in(pk)}}{V_{out}}$$

$$L=\frac{V_{in(pk)}\cdot D}{f_s\cdot \Delta I} \tag{8-5}$$

算例：250 W、80 Vac、100 kHz，得 $I_{pk}=4.42$ A、$\Delta I=0.9$ A、$D=0.71$、$L=0.89$ mH，取 1.0 mH。

纹波比取 20% 可在大部分范围保持连续模式；取大到 30%–40% 可减小体积，但高压轻载更早进入断续模式，过零平顶变宽。

8.8.4.3 最大占空比

过零附近占空比趋近 1，芯片的最大占空比会成为硬限制。UCC28180 为 96.5%，对应输入瞬时电压低于母线电压的 3.5% 时饱和；400 V 母线即 14 V 以下。该项由芯片固定，只能选型或降低母线电压，外围改不了。

8.8.4.4 模拟控制器的三处硬件修正

适用 UC3854 一类；UCC28180 内部已集成，无对应引脚。

钳位：输出端至电流采样端加 7.5 V 齐纳，限制摆幅。UC3854A 已内置。
失调：最大输入失调 ±4 mV，未补偿时过零后电流前沿出尖峰。以 1.1 µA 注入采样端 3.9 kΩ 偏置电阻，电流由 Vcc 经 8.2 MΩ 提供，不从基准取。
乘法器偏置：输入电流引脚钳在 6 V，过零时仍需偏置电流，取 $R_{b1}=R_{vac}/4$ 接在基准与该引脚之间。

8.8.4.5 桥后电容

每个过零点放不干净，残余电压使桥二极管反偏，输入电流中断。在满足传导发射的前提下取最小值，位置靠近整流桥。采用 THD 优化器或导通时间调制时，该电容尤其要小，否则补偿被抵消。

8.8.4.6 占空比前馈

$$D_{ff}=1-\frac{|v_{in}|}{V_{out}} \tag{8-6}$$

与电流环输出相加后限幅。输入电压采样通道不要单独加低通，或使其延时与电流采样一致，否则前馈滞后，过零附近反而加大误差。

8.8.4.7 X 电容补偿

$$i_C(t)=\omega C V_{pk}\cos(\omega t) \tag{8-7}$$

固定采样率采交流电压，存半个工频周期。
取四分之一周期之前的采样值作为余弦量，算出 $i_C$ 并从参考中减去。
过零区 $|I_{REF}|<|i_C|$ 时参考置零。不置零则桥无法导通负电流，环路累积到很大值，桥重新导通时出尖峰。

8.8.4.8 图腾柱换向时序

检测到极性变化，先关断全部开关。
连续 3 次采样确认极性。
新主管以极小占空比开通，逐周期递增至目标值。
开通工频管，再使能同步管并加短软启动。

比较器阈值设在 0 附近可在 55 ns 内关断，无软件延迟；用锁相环判断相位则存在计算延迟。

8.9 常见追问

1. PFC 和普通 Boost 最大区别是什么？

普通 Boost 主要目标是稳定输出电压；Boost PFC 除了稳定 390V 母线，还要控制输入电流波形，使输入电流接近正弦并与输入电压同相，从而提高 PF、降低谐波。

2. 为什么最低输入电压、满载是关键工况？

同样输出功率下，输入电压越低，输入电流越大，MOSFET、整流桥、电感、采样电阻和 PCB 铜皮的 RMS 电流都更高。低压满载通常决定电流应力、温升和电感饱和余量。

3. 为什么输出 390V 母线允许有 100Hz/120Hz 纹波？

交流电输入功率存在周期性过零点 50Hz 的单相交流电，每秒有 100 次跨越电压过零点（60Hz 为 120 次）。在过零的瞬间，瞬时输入电压和电流均为零，导致输入功率彻底降为零。这意味着单相交流电无法提供持续恒定的功率，而是以两倍工频（100Hz/120Hz）的频率脉动输入能量。

直流负载的功率消耗是恒定的 PFC 的后级电路（如 DC/DC 变换器）不受前端交流电压过零的影响，始终在以恒定的功率消耗能量。

母线电容通过充放电平衡能量差 为了弥补交流瞬时输入功率和直流恒定输出功率之间的动态不平衡，390V 母线上必须并联大容量电解电容来进行能量缓存：

输入功率峰值附近（输入 > 消耗）： 当瞬时输入功率大于负载消耗功率时，多余的能量向母线电容充电，导致母线电压上升。
输入功率过零附近（输入 < 消耗）： 当瞬时输入功率跌落并小于负载消耗功率时，母线电容放电以填补后级的能量缺口，导致母线电压下降。

母线电容这种以两倍工频进行的周期性充放电，直接表现为输出母线上的 100Hz/120Hz 电压纹波。

为什么不能通过提高电压环带宽来消除纹波？ 这种低频纹波是由能量守恒定律决定的物理现象。如果强行提高电压环的响应速度去抑制该纹波，控制器就会在母线电压下降的瞬间，强制增大此时的输入电流指令以补充能量。这会导致本应跟随输入电压的正弦波输入电流发生严重畸变，从而彻底破坏 PFC 纠正电流波形、提高功率因数的核心目标。因此，允许并接受母线上的低频电压纹波，是实现前端输入电流正弦化的必要工程设计原则。

总结：只有单级 PFC 拓扑由于受限于单一慢环路，无法在电路内部消除最终输出端的 100Hz/120Hz 纹波；而所有具备独立高带宽 DC/DC 闭环的架构，都能将该低频纹波抑制在最终输出端之外。

独立高带宽 DC/DC 闭环的具体抑制机制如下：

前级母线保留纹波，后级视其为动态输入干扰： 在前级 PFC 保持慢环路（带宽 < 20Hz）的前提下，390V 母线上的 100Hz/120Hz 纹波客观存在。但这层波动对于后级 DC/DC 变换器（如 LLC、双管正激、移相全桥等）而言，仅仅相当于一个频率为 100Hz/120Hz 的高压输入波动。
高带宽闭环实现实时前馈与反相补偿： 后级 DC/DC 无需承担控制电网电流的任务，其电压反馈环路的带宽可以设计得很宽（通常为几 kHz 到十几 kHz，远高于 100Hz）。当 390V 母线电压在 100Hz 周期内发生上下波动时，后级的高速环路会在毫秒级内感知输出端的微小变化，并通过调节开关频率或占空比（如 LLC 通过改变频率调整电压增益），实时反相抵消输入电压波动对输出端的影响。
高电源抑制比（PSRR）隔离纹波传导： 这种利用高速闭环实时调整增益的过程，实质上赋予了后级 DC/DC 级极高的低频电源抑制比（PSRR）。100Hz/120Hz 的能量波动因此被完全阻挡并隔离在 390V 高压母线上，无法透传到最终的低压输出端。

8.10 Boost PFC 参数计算示例

前面已经按功能区说明了各元件的作用，下面按 TI 360W 示例，把主要功率器件和关键外围参数算一遍。计算的目的不是得到唯一标准答案，而是建立选型依据：哪些工况决定电流应力，哪些参数影响损耗，哪些元件需要在样机测试中回调。

设计目标如下：

参数	数值
输入电压	85Vac~265Vac
输入频率	47Hz~63Hz
输出电压	390Vdc
输出功率	360W
最大输出电流	0.923A
目标 PF	0.99
估算效率	94%
开关频率	约 120kHz，EVM 实际约 118kHz
电感纹波系数	40%

8.10.1 为什么选 120kHz 和 40% 电感纹波

这两个参数不是 PFC 独有的神秘经验值，本质上仍然来自 Boost 变换器的折中：开关频率决定磁件体积、开关损耗和 EMI 难度；电感纹波系数决定电感量、电流峰值、导通损耗和电流环可控性。区别在于，普通 Boost 通常只关心输出稳压和纹波，而 Boost PFC 还必须关心输入电流是否能跟随整流正弦包络，所以 PF、THD 和过零附近的工作状态也会参与折中。

为什么开关频率取约 120kHz

频率升高时，按 $L\propto 1/f_{sw}$ 的关系，同样纹波目标下所需 Boost 电感会变小，磁件体积、匝数和铜线长度都有机会下降；输入/输出高频纹波频率也更高，滤波器更容易避开低频大体积设计。但频率越高，MOSFET 的开关损耗、栅极驱动损耗、Boost 二极管恢复相关损耗、磁芯损耗和 EMI 压力都会上升。

频率降低时，开关损耗和驱动损耗会下降，效率可能更容易做高，但 Boost 电感和 EMI 滤波器会变大，电感电流纹波也更难压住。对 360W、宽输入、390V 母线的 PFC 来说，100kHz~130kHz 是很常见的折中区间：高到足以减小磁件体积，又没有高到让普通硅 MOSFET、SiC 二极管和 PCB 布局承担过高的开关损耗与 EMI 压力。EVM 选约 118kHz，可以理解为这个折中点附近的工程选择。

为什么电感纹波系数取 40%

这里的 40% 通常指在最坏工况附近，电感电流峰峰值纹波 $\Delta I_L$ 约为输入电流峰值的 40%。纹波系数选大，电感量可以变小，磁件更轻、更便宜，但电感峰值电流、MOSFET 峰值电流、采样电阻峰值电压和 EMI 噪声都会增加；同时高压输入、轻载或交流过零附近更容易进入 DCM，输入电流包络可能变差，THD 上升。纹波系数选小，电流更平滑，THD 和峰值应力更容易控制，但电感量、体积、铜损和成本都会增加。

所以 40% 不是绝对标准，而是 PFC 设计里常用的中间值：比 20%~30% 更有利于减小电感体积，又比 60% 这类大纹波更容易控制峰值电流、噪声和输入电流失真。对于平均电流模式 PFC，电流环最终控制的是电感电流的平均趋势，开关频率纹波可以存在，但不能大到让采样尖峰、峰值限流或 DCM 区域主导整个电流波形。

一句话记忆：PFC 的功率级计算和普通 Boost 是同一个底层逻辑，但普通 Boost 主要优化输出稳压，PFC 还要优化输入电流形状。因此 120kHz 和 40% 纹波都不是单纯为了“能升压”，而是在电感体积、效率、EMI、峰值应力、PF 和 THD 之间折中。

8.10.2 输出电流

$$ I_{o,max}=\frac{P_{o,max}}{V_o}=\frac{360}{390}\approx0.923A $$

其中，$I_{o,max}$ 是最大输出电流，$P_{o,max}$ 是最大输出功率，$V_o$ 是输出母线电压。

8.10.3 最大输入 RMS 电流

最坏输入电流通常出现在最低输入电压、满载时：

$$ I_{in,rms,max}=\frac{P_{o,max}}{\eta V_{in,min}PF} $$

代入：

$$ I_{in,rms,max}=\frac{360}{0.94\times85\times0.99}\approx4.55A $$

其中，$I_{in,rms,max}$ 是最大输入电流有效值，$\eta$ 是估算效率，$V_{in,min}$ 是最低输入电压有效值，$PF$ 是目标功率因数。

如果输入电流近似正弦，则峰值为：

$$ I_{in,pk}=\sqrt{2}I_{in,rms,max}\approx6.44A $$

整流后平均输入电流可估算为：

$$ I_{in,avg,max}=\frac{2}{\pi}I_{in,pk}\approx4.10A $$

其中，$I_{in,pk}$ 是输入正弦电流峰值，$I_{in,avg,max}$ 是整流后最大平均输入电流。

这些电流用于选择保险丝、整流桥、EMI 电感、PCB 铜皮和输入电容纹波电流能力。

8.10.4 整流桥损耗

整流桥每个时刻通常有两只二极管导通。若每只二极管压降按 1V 估算：

$$ P_{br}=2V_F I_{in,avg,max}=2\times1\times4.10\approx8.2W $$

其中，$P_{br}$ 是整流桥导通损耗，$V_F$ 是单只二极管正向压降。

这说明 360W PFC 的整流桥不是“小信号器件”，需要看平均电流、浪涌电流和散热。EVM 中 BR1 与 Q1、D3 共用散热器，就是因为这些器件都有明显热耗散。

8.10.5 最大占空比

最低输入电压时，整流峰值为：

$$ V_{rec,min}=\sqrt{2}\times85\approx120V $$

Boost 占空比近似：

$$ D=\frac{V_o-V_{in}}{V_o} $$

在最低输入峰值处：

$$ D_{max}=\frac{390-120}{390}\approx0.692 $$

其中，$V_{rec,min}$ 是最低输入电压对应的整流峰值，$D$ 是 Boost 占空比，$D_{max}$ 是最低输入峰值处的最大占空比。

这个值说明低压输入时 MOSFET 导通时间很长，电感电流也最大，是电感、MOSFET、采样电阻和热设计的关键工况。

8.10.6 Boost 电感 L2

TI 示例允许 40% 电感纹波：

$$ \Delta I_L=0.4I_{in,pk}=0.4\times6.44\approx2.58A $$

按最坏纹波点 $D=0.5$ 估算 Boost 电感：

$$ L_{b,min}=\frac{V_oD(1-D)}{f_{sw}\Delta I_L} $$

代入 $V_o=390V$、$D=0.5$、$f_{sw}=118kHz$：

$$ L_{b,min}=\frac{390\times0.5\times0.5}{118k\times2.575}\approx321\mu H $$

其中，$\Delta I_L$ 是 Boost 电感电流纹波，$L_{b,min}$ 是估算得到的最小 Boost 电感量，$f_{sw}$ 是开关频率。

EVM 选择 327µH。实际纹波约为：

$$ \Delta I_{L,act}=\frac{390\times0.5\times0.5}{118k\times327\mu H}\approx2.53A $$

最大电感峰值电流约为：

$$ I_{L,pk,max}=I_{in,pk}+\frac{\Delta I_L}{2}\approx6.44+1.26\approx7.7A $$

其中，$\Delta I_{L,act}$ 是实际选用电感后的纹波，$I_{L,pk,max}$ 是最大电感峰值电流。

电感选型要看电感量、饱和电流、铜损、磁芯损耗和温升。TI 文档也特别提醒：电感纹波越大，磁件越小，但轻载/高压输入时更容易进入 DCM，THD 会变差。

8.10.7 输入电容

PFC 输入电容不能随便加太大。太大虽然能滤高频，但会旁路掉一部分输入电流塑形，使电流相位和波形变差。TI 示例按 7% 高频输入纹波估算：

$$ V_{in,rip}=0.07\times120\approx8.4V $$

输入电容估算为：

$$ C_{in}=\frac{\Delta I_L}{8f_{sw}V_{in,rip}} $$

$$ C_{in}=\frac{2.575}{8\times118k\times8.4}\approx0.324\mu F $$

其中，$V_{in,rip}$ 是允许的输入高频纹波电压，$C_{in}$ 是输入差模电容估算值。

EVM 使用 0.33µF 薄膜电容。这里的重点是：PFC 前端的差模电容是 EMI/高频纹波折中，不是越大越好。

8.10.8 Boost 二极管 D3

D3 承受接近输出母线的反向电压，导通时承受 Boost 电感电流。TI 示例使用 SiC 肖特基二极管，主要原因是反向恢复电荷很小，可以显著降低反向恢复损耗和开关噪声。

二极管损耗可粗略分成导通损耗和反向恢复损耗：

$$ P_D\approx V_F I_o+0.5f_{sw}V_oQ_{rr} $$

其中，$P_D$ 是 Boost 二极管损耗，$I_o$ 是输出电流，$Q_{rr}$ 是二极管反向恢复电荷。SiC 二极管的 $Q_{rr}$ 很小，因此高频 PFC 中常用它来换效率和 EMI 余量。

8.10.9 MOSFET Q1 和栅极网络

MOSFET 要看耐压、RDS(on)、电流 RMS、开关损耗、输出电容 $C_{oss}$ 和散热。

开关损耗可按近似式估算：

$$ P_{sw}\approx f_{sw}\cdot0.5V_oI_{in,pk}(t_r+t_f)+0.5C_{oss}V_o^2f_{sw} $$

其中，$P_{sw}$ 是 MOSFET 开关损耗估算值，$t_r$ 和 $t_f$ 分别是开通上升时间和关断下降时间，$C_{oss}$ 是 MOSFET 输出电容。

实际还要结合驱动电压、栅极电阻、PCB 寄生电感和散热器温度验证。

8.10.10 电流采样电阻 R4

UCC28180 的 ISENSE 是负向电流采样。TI 示例按软过流阈值和最大电感峰值电流来选采样电阻。若最小软过流阈值约为 0.265V，并留 10% 峰值余量：

$$ R_s=\frac{V_{soc,min}}{1.1I_{L,pk,max}} $$

$$ R_s=\frac{0.265}{1.1\times7.7}\approx0.0313\Omega $$

其中，$R_s$ 是电流采样电阻，$V_{soc,min}$ 是软过流阈值的最小值。

EVM 选择 0.032Ω。采样电阻功耗按输入 RMS 电流估算：

$$ P_{Rs}=I_{in,rms,max}^2R_s=4.55^2\times0.032\approx0.66W $$

其中，$P_{Rs}$ 是采样电阻功耗。

所以 R4 不是普通小电阻，需要低阻值、足够功率、低寄生电感，并且采样走线要 Kelvin 引出。

峰值限流阈值若按 0.438V 估算：

$$ I_{pcl,max}=\frac{0.438}{0.032}\approx13.7A $$

其中，$I_{pcl,max}$ 是硬峰值限流电流。

这对应硬峰值保护，主要防止异常工况下电感/MOSFET 电流失控。

8.10.11 输出电容 C16/C17/C18

PFC 输出电容承担两个任务：

给后级提供保持时间，输入掉电或过零附近不能让母线立刻掉太多。
吸收单相 PFC 天然存在的两倍工频能量脉动。

按保持时间估算：

$$ C_o\ge\frac{2P_o t_{hold}}{V_o^2-V_{hold,min}^2} $$

其中，$C_o$ 是输出电容，$t_{hold}$ 是保持时间，$V_{hold,min}$ 是保持时间结束时允许的最低母线电压。

TI 示例要求母线不低于 300V，按最低线频 47Hz 的一个周期估算，得到约 247µF，考虑裕量后选 270µF。

两倍工频输出纹波可以用近似式估算：

$$ V_{o,rip,pp}\approx\frac{I_o}{2(2\pi f_{line})C_o} $$

代入 $I_o=0.923A$、$f_{line}=47Hz$、$C_o=270\mu F$：

$$ V_{o,rip,pp}\approx5.8V $$

其中，$V_{o,rip,pp}$ 是输出母线峰峰值纹波，$f_{line}$ 是输入线频。

这个纹波小于 390V 的 5%（19.5V），不会轻易触发过压/欠压保护。

8.10.12 输出电压反馈分压

UCC28180 的 VSENSE 参考为 5V。TI 建议上臂反馈电阻取 1MΩ，降低分压损耗；高压侧用多个电阻串联分摊耐压。下臂电阻为：

$$ R_{fb2}=\frac{V_{ref}R_{fb1}}{V_o-V_{ref}} $$

$$ R_{fb2}=\frac{5\times1M}{390-5}\approx13.0k\Omega $$

其中，$R_{fb1}$ 是反馈上臂电阻，$R_{fb2}$ 是反馈下臂电阻，$V_{ref}$ 是 VSENSE 参考电压。

EVM 使用 13kΩ，因此输出设定约 390V。VSENSE 上的小电容 C15 用于滤除噪声，但时间常数不能太大，否则过压响应会变慢。

8.10.13 环路补偿的工程理解

环路	对应引脚/元件	目标
电流内环	ISENSE、ICOMP、C7	让电感平均电流稳定跟随指令，滤掉开关纹波但不过度增加相位滞后
电压外环	VSENSE、VCOMP、R6、C13、C14	稳住 390V 平均值，带宽低于两倍工频，避免输入电流畸变

TI 示例中 ICOMP 选 2700pF，让电流平均极点在约 4.3kHz；VCOMP 使用 4.7µF、22.6kΩ 和 0.47µF，目标电压环交越大约 10Hz。这里可以抓住两个判断：电压环负责调节 390V 母线的平均值，电流环负责让电感平均电流按控制目标变化。PFC 的特殊点是电压环不能太快，因为太快会破坏输入电流正弦性。

以上是结论。

1. 信号链：两个环是串起来的

环节	实现	输出是什么
输出采样	RFB1/RFB2 分压（1MΩ/13kΩ）	VSENSE，5V 对应 390V
电压误差放大	跨导放大器 gmv≈56µS	VCOMP，115Vac 满载时约 3V，相当于“功率指令”
非线性增益	内部 M1、M2	把 VCOMP 翻译成电流环增益和 PWM 斜坡斜率
电流误差放大	跨导放大器 gmi≈0.95mS 加 C7 平均	ICOMP，正比于电感平均电流
PWM	ICOMP 与斜坡比较	占空比

两个关键认识：

电压环的输出不是占空比，而是“功率指令”。 VCOMP 高一点，输入电流幅度就大一点，母线才充得上去。
VCOMP 同时决定电流环增益（M1）和 PWM 斜坡斜率（M2）。 两个环因此在芯片内部耦合：VCOMP 一动，电流环的平均极点也跟着动。这就是后面 M1/M2/M3 那堆公式存在的原因，也是“UCC28180 环路计算很长”的根源。

2. 电流内环：一个跨导放大器加一个电容

ISENSE 看到的是采样电阻上的负电压，内部缓冲反相后送入跨导放大器 gmi（典型 0.95mS）。gmi 把“采样电流与电流指令的误差”变成电流，给 C7 充放电；稳态时 ICOMP 上的电压正比于电感电流的平均值。C7 接在 ICOMP 到地，和 gmi 一起构成一阶低通：

$$ f_{IAVG}=\frac{g_{mi}M_1}{K_1\cdot2\pi C_7} $$

其中 $M_1$ 是内部电流环增益因子（随 VCOMP 变），$K_1=7$ 是内部常数。TI 把平均极点定在 5kHz，反算电容：

$$ C_7=\frac{g_{mi}M_1}{K_1\cdot2\pi f_{IAVG}}=\frac{0.95mS\times0.538}{7\times2\pi\times5kHz}\approx2330pF $$

取标准值 2700pF 后，实际极点变为：

$$ f_{IAVG}=\frac{0.95mS\times0.538}{7\times2\pi\times2700pF}\approx4.31kHz $$

三条判断：

平均极点要比开关频率低一个数量级。 手册要求这个极点“至少比开关频率低十倍”。4.31kHz 对 118kHz 是 1/27，留得够。
为什么定 5kHz 而不是更低。 示例的电感纹波系数取 40%，轻载或高压输入时电感会进 DCM，三角波占比更大，需要更强的平均才能压平；再往下压就会带来明显相位滞后。
C7 的两个坏方向。 手册说得很直接：C7 太大，相位滞后增加、输入电流 THD（iTHD）变差；C7 太小，平均不够、电流环不稳。

从手册给出的电流环传函还能看出：C7 让电流环在低频呈积分特性（-20dB/dec，相位从 -90° 起步），到 4.3kHz 之后再叠一个极点。这解释了为什么平均电流的稳态跟随误差可以很小——积分环节把直流增益做得很高。

还有一个容易忽略的点：M1 不是常数，所以平均极点也不是常数。VCOMP=3V 时 M1=0.538；按分段公式，VCOMP≈1V 时 M1 只有 0.068，极点会掉到 500Hz 量级；VCOMP 接近 4.5V 时 M1≈1.0，极点升到 8kHz 量级。轻载时 VCOMP 低、极点低，滤波更强但相位滞后更大，这也是轻载 THD 和稳定性要单独看的原因。

另外，原理图上 C7 是主补偿电容，R1/C6 是“需要额外补偿时再装”的预留位置（手册元件表里写的是 placeholder），一般不用装。

3. M1、M2、M3 都是工作点的函数

因为电流环增益和 PWM 斜坡斜率都由 VCOMP 决定（目的是在 85~265Vac 全范围保持电流环增益、压低失真），TI 不能直接套一个固定增益的补偿公式，只能先算“工作点乘积”：

$$ M_1M_2=\frac{I_{o,max}V_o^2\cdot2.5R_SK_1}{\eta V_{in,rms}^2K_{FQ}} $$

$$ K_{FQ}=\frac{1}{f_{sw}}=\frac{1}{118kHz}=8.475\mu s,\qquad K_1=7 $$

代入 0.923A、390V、0.032Ω、效率 0.92、115V，得约 0.76V/µs（TI 原文写 0.751V/µs，差异来自中间取整）。用这个值查手册图 31（M1M2 vs VCOMP），得到工作点约 3V。有了 3V 才能算三个非线性系数：

$$ M_1=0.313\times3-0.401=0.538 $$

$$ M_2=\frac{118}{65}\times0.1223\times(3-0.5)^2\approx1.39\ \mathrm{V/\mu s} $$

$$ M_3=\frac{118}{65}\times(0.1148\times3^2-0.1746\times3+0.0586)\approx1.03\ \mathrm{V/\mu s} $$

手册式 85 这里印的是 $0.313\times2.45-0.401=0.366$，但按 VCOMP=3V 代入应为 0.538，后文校验用的也是 0.538，可以确认是手册的笔误。

校验：M1×M2=0.538×1.39≈0.747，和 0.751 差不到 1%；要更准就迭代到 VCOMP=3.004V，此时 M1M2 与 M1×M2 都是 0.751。

这一步的工程含义：

M1M2 的单位是 V/µs，不是“增益”。 它是“内环增益因子 × 斜坡斜率”的乘积，本质是把 VCOMP 电压翻译成电流指令变化率的中间量。
它们不是器件参数，而是工作点参数。 输入电压、负载一变，VCOMP 变，M1/M2/M3 全跟着变。手册明确说补偿是在“最大负载 + 标称 115Vac”这个点上优化的。
所以计算长不是因为数学难，而是因为要迭代。 算 M1M2 → 查 VCOMP → 算 M1/M2 → 回代校验，必要时再来一轮。实际设计有 TI 的计算表格，不必手算，但要知道看到 M1、M2、M3 不用慌，它们只是 VCOMP 的分段线性近似。
代价是环路增益随工作点漂移。 所以样机必须在 85Vac/265Vac、轻载/满载几个点分别看环路，不能拿 115Vac 一组数当万能。

4. 电压外环：把功率级看成一个 1.5Hz 的单极点

电压环看到的被控对象是“VCOMP → 输入功率 → 母线电压”，中间隔着输出电容，所以天然是一个低频单极点系统。TI 算出的功率级极点：

$$ f_{PWM\_PS}=\frac{1}{2\pi}\cdot\frac{K_{FQ}M_1M_2V_{in(nom)}^2}{K_1\cdot2.5R_SV_o^3C_o}=1.479Hz $$

这个数量级可以用输出电容和等效负载电阻估一下：$R_{eq}=V_o^2/P_o=390^2/360\approx422\Omega$，$1/(2\pi R_{eq}C_o)=1/(2\pi\times422\Omega\times270\mu F)\approx1.4Hz$，和 1.479Hz 对得上。物理含义是：VCOMP 改变输入功率后，母线电压要靠输出电容积分才建立起来；电容越大、功率越小，极点越低。

反馈分压的增益：

$$ G_{FB}=\frac{R_{FB2}}{R_{FB1}+R_{FB2}}=\frac{13k}{1M+13k}\approx0.013 $$

也就是母线 390V 的波动传到 VSENSE 只剩 1.3%。注意 gmv=56µS 是跨导不是电压增益：误差电压变成电流，给 VCOMP 上的 RC 网络充电，VCOMP 是积分结果，所以补偿网络接在引脚到地，而不是接在运放反馈回路里。

补偿目标三条：

零点顶在功率级极点上（1.479Hz），把 -20dB/dec 的斜率拉平，保证 10Hz 处有相位裕量；
极点放在 20Hz，压高频噪声、让增益继续滚降；
交越频率定在 10Hz。

按这个目标算主积分电容：

$$ C_{VCOMP}=\frac{g_{mv}\cdot\dfrac{f_V}{f_{PWM\_PS}}}{2\pi f_V\cdot10^{-\frac{G_{VL,dB}(f_V)}{20}}} =\frac{56\mu S\times\dfrac{10Hz}{1.479Hz}}{2\pi\times10Hz\times10^{-\frac{0.081}{20}}}\approx6.08\mu F $$

理论上要 6µF 出头，但耐压 ≥10V、封装合适的现成电容是 4.7µF，所以 TI 直接选 4.7µF，再按实际电容反算电阻和并联小电容：

$$ R_{VCOMP}=\frac{1}{2\pi f_{ZERO}C_{VCOMP}}=\frac{1}{2\pi\times1.479Hz\times4.7\mu F}\approx22.89k\Omega\Rightarrow22.6k\Omega $$

$$ C_{VCOMP\_P}=\frac{C_{VCOMP}}{2\pi f_{POLE}R_{VCOMP}C_{VCOMP}-1}=\frac{4.7\mu F}{2\pi\times20Hz\times22.6k\Omega\times4.7\mu F-1}\approx0.38\mu F\Rightarrow0.47\mu F $$

这就是原理图上 R6=22.6kΩ、C13=4.7µF、C14=0.47µF 的来历。注意一个细节：电容先选标准值、电阻和并联电容再反算，而不是反过来——因为大电容的耐压和封装可选范围最窄。

手册表 1 给的设计指标是交越 8Hz、相位裕量 68°（条件 162Vdc、0.466A，约半载；162V 也正好是 115Vac 的峰值），和 10Hz 的设计目标在同一量级。标准值选取、测试条件、实际寄生参数都会让结果偏一点，这很正常。

三个元件各管什么：

元件	作用	调大	调小
C13 4.7µF	主积分电容，决定交越频率，同时决定软启动斜率	带宽更低、100Hz 抑制更好、启动更慢	带宽升高、启动变快，容易把母线纹波调制进电流
R6 22.6kΩ	与 C13 形成零点，顶在 fPWM_PS 上	零点更低、低频增益更低	零点更高、10Hz 附近增益上升
C14 0.47µF	与 R6 形成 20Hz 高频极点	极点更低、高频衰减更强、相位滞后更多	高频衰减不足，开关噪声容易进 VCOMP

还要注意：C13 同时是软启动电容。软启动时芯片用 40µA 恒流给 VCOMP 充电，4.7µF 从 1.5V 预充点充到 4V 左右大约需要：

$$ t_{ss}\approx\frac{C\Delta V}{I}=\frac{4.7\mu F\times2.5V}{40\mu A}\approx0.29s $$

所以改环路电容会同时改启动时间，这是 PFC 调试里经常被忽略的耦合。

5. 为什么电压环必须慢

以 50Hz 输入、270µF、0.923A 为例，母线两倍工频纹波约 5~6V 峰峰值（8.10.11 节按 47Hz 估算为 5.8V）。这个纹波传到 VSENSE：

$$ \Delta V_{SENSE}=5.4V\times0.013\approx70mV $$

而电压误差放大器在 100Hz 的增益已经很低：C14 在 100Hz 的阻抗约 $1/(2\pi\times100Hz\times0.47\mu F)\approx3.4k\Omega$，乘 gmv 得约 0.19（-14.5dB）。所以 VCOMP 上的 100Hz 纹波只有：

$$ \Delta V_{COMP}\approx70mV\times0.19\approx13mV $$

相对 3V 工作点约 0.4%，对电流指令的扰动不到 1%。再加上功率级在 100Hz 的增益约 -20dB，整个电压环在 100Hz 的环路增益约 -34dB——这就是“电压环慢”换来的好处：母线纹波基本不会被搬进电流指令。

反过来，如果硬把交越做到 100Hz，为了满足 T=1，误差放大器在 100Hz 的增益就得从 0.19 提到 9.7 左右（提高 34dB，约 50 倍）。同样 70mV 的纹波会让 VCOMP 摆动几百 mV（相对 3V 超过 10%），电流指令跟着做 100Hz 的幅度调制，输入电流里就长出 150Hz（3 次）边带，THD 和 PF 一起变差。这就是 8.9 节第 3 问的定量版本。

经验准则：

$$ f_c\le\left(\frac{1}{10}\sim\frac{1}{5}\right)\times2f_{line} $$

50Hz 对应 10~20Hz，60Hz 对应 12~24Hz。TI 取 10Hz 目标、8Hz 指标，落在保守的一侧。

慢的代价是负载阶跃恢复慢：0%~100% 阶跃时母线先靠输出电容顶，VCOMP 要几百 ms 才爬到位（8.11.4 的波形就是这个时间尺度）。芯片用 EDR 来补这个矛盾：当 VSENSE 偏离超过 ±5%（OVD 105%、UVD 95%），gmv 从 56µS 临时提到约 280µS（约 5 倍），加快 VCOMP 充放电；扰动消失后自动回到 56µS。EDR 是“瞬态加速”，不是“提高稳态带宽”，稳态的 100Hz 抑制没有被牺牲。

6. 调试落点

现象	优先怀疑	调整方向
轻载/高压输入 THD 变差，过零附近电流塌陷	C7 偏大导致平均极点太低、相位滞后；或电感已进 DCM	适当减小 C7；复核电感量和纹波系数
电流波形有开关频率抖动、占空比一跳一跳	C7 偏小、平均不足；ISENSE 滤波或布局不好	增大 C7；检查 R2/C8 和采样 Kelvin 走线
输入电流包络上有明显 100Hz 调制、3 次谐波大	电压环太快	增大 C13 或 R6，把交越压回 10Hz 附近
启动冲击大、母线过冲	软启动太快（C13 太小）	增大 C13，同时复核带宽
负载阶跃恢复超过 1s	电压环过慢或输出电容不足	在 THD 允许的前提下降 C13；或加大 Cout
VCOMP 长期贴顶或贴底	不是环路问题	先查功率级、限流、输入电压和负载

ICOMP：正常应该是一条干净的、跟着输入电压包络走的慢波形。如果上面还能看到明显的开关频率三角波，说明平均不够（C7 偏小）；如果它明显滞后于整流电压包络、过零附近尤其明显，说明 C7 偏大。
VCOMP：正常应该是接近直流的慢变量，只叠十几 mV 的 100Hz 纹波。如果 VCOMP 上有大幅 100Hz 摆动，先怀疑电压环太快，或 C13 的实际容值不够（陶瓷电容的直流偏压、电解电容的低温特性都会让实际值偏离标称）。

8.11 Boost PFC 关键波形

本节的几张实测图来自 TI UCC28180EVM-573 用户指南；这个 EVM 是 360W、390V 输出、85Vac~265Vac 输入的 CCM Boost PFC，控制器采用平均电流模式，开关频率约 120kHz。下面的 115Vac、230Vac、CH1、CH3 等信息都来自这些图的图注。

8.11.1 输入电压和输入电流：PFC 是否真的在工作

这两张图的图注说明：CH1 是整流桥 BR1 后面的整流输入电压，CH3 是输入电流。

读图时看左侧通道标号：标 1 的波形是 CH1，标 3 的波形是 CH3。上图是 115Vac / 60Hz / 满载，下图是 230Vac / 50Hz / 满载；这些工况来自 TI 图注。

CH1 的形状是连续的“山峰-谷底-山峰-谷底”。这是全波整流电压的典型形状：交流负半周被翻到正半轴，所以一个交流周期里会出现两个电压峰。60Hz 输入时，整流后的重复频率是 120Hz；50Hz 输入时，整流后的重复频率是 100Hz。因此即使先只看频率，也能判断：CH1 是整流后的电压包络。

CH3 的输入电流也按同样的节奏起伏：CH1 到峰值附近时，CH3 也到峰值附近；CH1 落到谷底附近时，CH3 也跟着落下去。这说明 PFC 控制器正在让输入电流跟随整流电压。它不是只在电压最高处突然吸一针尖峰电流，而是在大半个半周里连续吸电流。

这张图真正要读出的结论是：输入端在电网上表现得更像一个电阻负载。电阻负载的特点就是电压高时电流高，电压低时电流低，二者节奏一致。PFC 做的事情，就是把原本很尖的整流充电电流，整形成这种跟随电压的电流包络。

如果实际波形出现下面情况，优先这样判断：

异常现象	可能原因
输入电流只在峰值附近有尖峰	PFC 未进入正常控制、输入电容过大、GATE 没有驱动、环路异常
电流包络明显削顶	电感饱和、限流触发、输入源限流、VCOMP 打满
过零附近电流畸变大	电感纹波过大、轻载进入 DCM、过零控制/采样噪声问题
电流包络和电压不同步	电流环补偿、采样极性、输入电压前馈或检测路径异常

8.11.2 输出母线低频纹波

这两张图的纵轴是输出母线电压的交流纹波分量。你看到的这条慢慢上升、慢慢下降的曲线，就是 390V 母线叠加的低频纹波。

注意：此处存在 100Hz/120Hz 纹波为正常物理现象，详细原理解析见 8.9 节。

读这张图时重点看纹波幅度是否在设计范围内，谷底是否离 UVP 太近，峰值是否离 OVP 太近，以及纹波上是否叠加异常尖峰。

判断方法：

现象	解读
纹波是平滑的 100Hz/120Hz 起伏	正常，两倍工频能量脉动
纹波幅度随负载增大而增大	正常，输出电容承担的能量摆动变大
纹波过大或谷底过低	输出电容不足、负载过重、输入功率不足、电压环饱和
纹波上叠加很多尖峰	输出高频旁路、功率回路布局、探头接法或二极管/MOSFET 开关噪声问题

8.11.3 输出母线开关纹波

这两张图把时间轴放大到微秒级。图上每隔一段时间就出现一个尖峰，然后后面跟一点衰减振铃，这就是 Boost 开关动作传到输出母线上的高频纹波。

读这张图时看三个特征：第一，尖峰是不是每个开关周期重复出现；第二，尖峰后面的振铃是不是很快衰减；第三，尖峰幅度有没有高到影响后级或触发保护。

正常样机可以有小尖峰和短振铃，但不能有很高的尖峰，也不能振很久。

如果开关尖峰很高，优先检查：

MOSFET、二极管、输出电容形成的高 di/dt 回路面积是否太大。
输出电容高频旁路是否靠近二极管和 MOSFET 回路。
Boost 二极管是否有反向恢复问题，是否需要 SiC 二极管。
栅极电阻是否太小，开关速度是否过快。
测量探头地线是否太长。

8.11.4 负载阶跃

这张图的图注说明负载在 0% 和 100% 之间切换，CH2 是 VOUT，CH4 是 VCOMP。读这张图时看两个动作：负载加重时 VOUT 下陷，VCOMP 上升；负载减轻时 VOUT 回升，VCOMP 下降。

负载突然加重时，输出电容先放能，VOUT 会下陷；电压环检测到母线偏低后，VCOMP 慢慢升高，输入功率增加，VOUT 再恢复。负载突然减小时，VOUT 会回升，VCOMP 再慢慢降低。

这张图的横轴是 500ms/div 量级，所以恢复过程看起来很慢。这个慢是 PFC 的正常设计取向：电压环主要调母线平均值，后级快速负载变化先由输出电容顶一下，再由 PFC 慢慢补功率。

判断负载阶跃时重点看：

现象	解读
VOUT 有下陷/上冲，但能慢慢恢复	正常
VCOMP 随负载变化慢慢调整	正常
VOUT 长时间恢复不了	输入功率不足、限流、环路补偿或负载超规格
VCOMP 打到上限或下限	电压环饱和，先查功率级和负载条件
VOUT 过冲触发保护	电压环补偿、输出电容、OVP 设置或负载卸载瞬态要查

8.11.5 PFC MOSFET 的 VGS、VDS 和电感电流

这里换 ST TN1425 测试报告中的 PFC 实测波形：图注明确写的是 PFC section: normal operation @ 115 VIN with full load，通道包括 CH1 - Vgs、CH2 - Vds 和 CH4 - inductor current。

这张图比示意图更有价值。看它时不要只看某一条线，要把三条波形合在一起读：

波形	图中颜色	读图重点
$V_{GS}$	黄色	拉高表示 MOSFET 导通，拉低表示 MOSFET 关断
$V_{DS}$	浅蓝色	导通时被拉低，关断时回到接近输出母线电压的高电平
电感电流	浅绿色	MOSFET 导通时上升，关断后通过 Boost 二极管向输出侧放能并下降

图中还可以看到：关断后、快到下一次开通前，$V_{GS}$ 会先往下掉一点再往上走。这个小动作通常是正常的，它不是控制器故意输出一个反向脉冲，而是 $V_{DS}$ 翻转时，$C_{gd}$ 的米勒耦合和源极寄生电感把栅极电压短暂拉了一下。只要没有引起误导通、严重振铃，或者把有效驱动电压拉得太低，一般不用当成故障。

半周极性	L1 储能（开关导通）	L1 放能（开关关断）
正半周（Positive）
负半周（Negative）